基于MB1504的鎖相頻率源電路設(shè)計

　　由鎖相環(huán)構(gòu)成的間接式頻率合成器在無線通信領(lǐng)域發(fā)揮著非常重要的作用。通常采用鎖相頻率合成器的輸出信號來作為無線接收機(jī)中的本振信號，以使直接頻率調(diào)制器、頻率解調(diào)器能夠從輸入信號中再生載波。

　　傳統(tǒng)的頻率合成一般通過混頻、倍頻、分頻、濾波等方式進(jìn)行頻率變換和組合，從而產(chǎn)生大量離散的穩(wěn)定頻率信號。這不僅使頻率合成器具有龐大的體積和重量，其輸出信號中的諧波、噪聲及寄生頻率均難以抑制，同時頻率范圍也將受到限制。而鎖相頻率合成主要是通過晶體振蕩器提供的標(biāo)準(zhǔn)頻率，在給定的頻率范圍內(nèi)產(chǎn)生與該晶體振蕩器穩(wěn)定度相同的大量離散頻率信號。 本文介紹用集成電路MAX2620和集總LC元件構(gòu)成窄帶VCO電路模塊，然后同集成鎖相頻率合成器芯片MB1504一起構(gòu)成鎖相環(huán)式低噪聲、高穩(wěn)定性的鎖相頻率源電路的設(shè)計方法。

　　1 整體設(shè)計方案

　　圖1所示是一個鎖相環(huán)(PLL)的基本電路組成。其中REF代表參考晶體振蕩器，÷R為參考分頻器，PFD為鑒頻鑒相器，LPF為環(huán)路濾波器，VCO為壓控振蕩器，÷N為前置分頻器。

　　無線接收機(jī)中的本地振蕩信號通常需要特定的頻點(diǎn)，這往往需要設(shè)計一個窄帶且相位噪聲性能優(yōu)越的VCO。雖然用分立晶體管、諧振回路以及緩沖放大器也可以構(gòu)成VCO電路，但穩(wěn)定性差、受電源及分布參數(shù)影響大、調(diào)試不方便。而MAXIM公司的MAX2620是一款較寬頻率范圍(10～1 050 MHz)的集成振蕩器芯片，它具有高頻雙極工藝所特有的低閃爍噪聲、低噪聲系數(shù)和低寄生特點(diǎn)。用戶可以根據(jù)自己的需要并配以適當(dāng)?shù)恼袷幓芈?，從而設(shè)計出所需中心頻率的壓控振蕩器電路。MAX2620內(nèi)部的有源器件對諧振回路的負(fù)載極輕。因而可使振蕩回路具有較高的有載Q值，以用來設(shè)計窄帶壓控振蕩器電路。 MR1504是具有吞脈沖功能的串行輸入鎖相環(huán)頻率合成芯片，該芯片內(nèi)部采用吞脈沖計數(shù)技術(shù)和鑒頻鑒相技術(shù)，其工作頻率可達(dá)520 MHz，因而速度快，性能穩(wěn)定，與單片機(jī)接口簡單，可用來實(shí)現(xiàn)對接收機(jī)本振信號進(jìn)行方便地設(shè)置。

　　2 窄帶VCO的設(shè)計

　　MAXIM公司的MAX2620是一種使用極其方便的振蕩器芯片，它的內(nèi)部組成原理示意圖如圖2所示。

　　MAX2620提供有一個緩沖放大輸出級，能夠減少負(fù)載變化對振蕩器頻率的影響。該芯片的供電電壓范圍在+2.7～+5.25 V之間。由于芯片內(nèi)部設(shè)有偏置電路以穩(wěn)定其工作點(diǎn)。因而受電源波動的影響較小。MAX2620內(nèi)部所并具有的電源關(guān)斷能力可由SHDN端控制。兩個互補(bǔ)輸出(即OUT和OUT)可構(gòu)成兩個單端輸出或一個差分輸出。由于芯片采用是集電極開路輸出，輸出端需要上拉到VCC，設(shè)計時可以用電感或電阻來上拉。但是對于差分輸出，兩端均應(yīng)采用相同的方式。對于50Ω的負(fù)載，在用電感上拉時，單端輸出電平可達(dá)-6 dBm (峰-峰電壓為320 mV);而用電阻上拉時，其輸出可達(dá)-10 dBm(200 mV)。本設(shè)計中的MAX2620的兩路輸出中，一路輸出到MB1504供鑒頻鑒相使用，為使穩(wěn)定性更好，此路用電阻上拉;而另一路輸出則經(jīng)過緩沖放大，作為時鐘輸出，為了使其輸出功率更大，該路用電感上拉。

　　事實(shí)上，MAX2620需要外接RF諧振回路以構(gòu)成VCO電路，其電路如圖3所示。

　　此電路是一個典型的Colpitts電容反饋式振蕩器。諧振回路在圖3的左方，并經(jīng)過2、3腳接入，主要包括電容C3、C4、C5和C17、諧振電感L1和變?nèi)荻O管Cvar，調(diào)諧電壓經(jīng)過電阻R2接入。

　　SHDN端用三針跳針分別接到Vcc和地，可用于控制電源的關(guān)斷，以在調(diào)試中方便的判斷諧振回路是否起振。

　　變?nèi)莨芸赏ㄟ^C17接入諧振回路。C17值取為33 pF。經(jīng)過C17后，諧振回路的等效Q將升高數(shù)倍。因此，即便采用廉價的Q和較低的變?nèi)莨埽部稍O(shè)計出Q較高的諧振回路。

　　諧振回路電感采用表面貼式諧振電感，該電感具有輻射干擾小、受分布電容影響小、調(diào)試方便等特點(diǎn)。電感值選為180 nH，當(dāng)諧振頻率范圍為80～88 MHz時，其中心頻率為84 MHz。由諧振公式

可得出諧振回路的總電容Co=19.94 pF。經(jīng)過調(diào)試，VCO電路的具體元件參數(shù)如下：

　　R2為20 kΩ，諧振電感L1為180 nH，C3為39pF，C4選18 pF，C5選10 pF，輸出端OUT上拉電感L4選180 nH，輸出端上拉電阻R4可選50Ω。

3 MB1504與AT89C52的接口設(shè)計

　　MB1504的原理框圖如圖4所示。該芯片內(nèi)含一個14位可編程參考分頻器、一個分頻比可選擇(32或64)的雙模前置分頻器和一個18位的可變分頻器(由7位的吞脈沖計數(shù)器和11位的可編程計數(shù)器組成)，另外還包含一個鑒相器、一個電荷泵和兩個移位寄存器和鎖存器(圖中未畫出)。

　　MB1504沖雙模前置分頻器的兩種分頻比可由模式控制信號決定。當(dāng)模式控制信號為高電平時，分頻比為P+1，當(dāng)模式控制信號為低電平時，分頻比為P。雙模前置分頻器的輸出可同時驅(qū)動11位可編程計數(shù)器和7位吞脈沖計數(shù)器，它們的初值分別為N和A，可進(jìn)行減計數(shù)。在吞脈沖計數(shù)器和可編程計數(shù)器未計數(shù)到零時，模式控制為高電平，雙模前置分頻器的輸出頻率為fVCO/(P+1)。當(dāng)輸A(P+1)個脈沖周期后，吞脈沖計數(shù)器計數(shù)達(dá)到零，模式控制電平將變?yōu)榈碗娖?，同時使吞脈沖計數(shù)器停止計數(shù)。此時，可編程計數(shù)器離預(yù)置數(shù)還有N-A的數(shù)值。由于這時模式控制電平為低，分頻比為P，因此，雙模前置分頻器的輸出頻率為fVCO/P。之后，再經(jīng)過N-A個計數(shù)周期后，可編程計數(shù)器計數(shù)也達(dá)到零，此時可輸出低電平將兩個可編程分頻器重新預(yù)置為N和A，同時將模式控制恢復(fù)為高電平，并向鑒相器輸出比相脈沖。當(dāng)比相脈沖頻率f參考頻率fr存在頻差時，鑒相器處于鑒頻工作方式。此時無論頻差大小，系統(tǒng)都輸出較大的電壓;而當(dāng)比相脈沖頻率f與參考頻率fr相等時，鑒相器轉(zhuǎn)為鑒相工作方式。這種鑒頻-鑒相工作方式擴(kuò)大了環(huán)路的快捕帶，縮短了頻率牽引過程，從而使環(huán)路快速進(jìn)入相位鎖定區(qū)，最終實(shí)現(xiàn)快捕鎖定。

　　MB1504可通過9腳(Clock)、10腳(Data)和11腳(LE)分別與單片機(jī)AT89C52的P1.2、P1.1、P1.0相連，其連接電路如圖5所示。其中，CLOCK為時鐘信號輸入端，DATA為數(shù)據(jù)信號輸入端，LE為數(shù)據(jù)鎖存使能信號輸入端。信號是串行輸入的，即每輸入一個時鐘脈沖到CLOCK腳，就有一位數(shù)據(jù)從DATA腳送入MB1504芯片內(nèi)的移位寄存器，并由LE信號控制鎖存。當(dāng)LE為高電平時，儲存在移位寄存器內(nèi)的數(shù)據(jù)被鎖存到相應(yīng)的鎖存器中。而當(dāng)C為高電平時，鎖存到15位的鎖存器的設(shè)置為14位可編程參考分頻器中的預(yù)置數(shù)R和前置分頻器的1位分頻比SW;當(dāng)C為低電平時，鎖存到18位的鎖存器中的設(shè)置則為11位可編程計數(shù)器中的預(yù)置數(shù)N和7位吞脈沖計數(shù)器中的預(yù)置數(shù)A。圖6所示為MB1504的數(shù)據(jù)輸入格式。

　　根據(jù)MB1504的工作原理，鎖相環(huán)的輸出頻率fvco的計算公式為：

　　式中，fosc為外接晶體振蕩器輸人參考頻率;P為前置分頻器的分頻比(由位SW決定)，當(dāng)SW為高時，P為32;當(dāng)SW為低時，P為64;N為11位可編程計數(shù)器中的預(yù)置數(shù)(范圍從16～2047);A為7位吞脈沖計數(shù)器中的預(yù)置數(shù)(范圍從0～63);R為14位可編程參考分頻器中的預(yù)置數(shù)(范圍從8～16383)。

　　本設(shè)計中，頻率合成器的頻率范圍fout為80～88 MHz，頻率間隔△f為2 kHz。參考振蕩器的振蕩頻率fosc為4.096 MHz，參考頻率fr等于合成器頻率間隔△f(2 kHz)，所以參考分頻比R為：R=fosc/fr=2048，中心頻率為84 MHz的分頻比(PN+A=fout/△f)為42000。這里采用的前置分頻比模式為÷32/33，即P=32，并由此可得：N=1312，A=16。這樣，改變N和A，即可改變輸出頻率，而改變N、R，則可改變輸出頻率和頻率間隔。

　　4 結(jié)束語

　　本設(shè)計的實(shí)際電路可以制作在一塊50 mm×40mm的