AD834用于直流至500MHz應用

該電路的帶寬由封裝電容和電感限制。在8引腳cerdip封裝中，由于封裝諧振，乘法器響應通常在500 MHz開始上升，在800 MHz到達峰值，然后滾降。輸入端的24.9 電阻抑制諧振，產(chǎn)生在800 MHz前基本平坦的響應。(表貼封裝AD834的封裝電感不同。)圖4顯示了整個頻率范圍內(nèi)三種不同功率電平的結(jié)果，使用圖5所示的測試配置。

忽略與高阻抗輸入串聯(lián)的24.9 電阻，圖3所示均方電路的輸入電阻為50 .由于滿量程輸入范圍為±1 V,在正弦輸入假設下，50Ω輸入負載的最大可測量功率為10 mW(20 dBm)。

圖4. 均方電路在-5 dBm、0 dBm和+5 dBm輸入功率電平下的頻率響應

圖5. 測試配置

為獲得更大的輸入范圍，輸入端具有50Ω串聯(lián)電阻的分壓器將縮減AD834上的電壓，同時維持適當?shù)亩私与娮?。例如，如果將輸入信號施加于與5Ω接地電阻串聯(lián)的45 Ω電阻，則從分壓器中間節(jié)點截取AD834輸入將給輸入信號帶來20 dB的衰減，同時維持50Ω (45Ω + 5 Ω)的端接電阻。

低功率信號的檢測受限于運算放大器的直流失調(diào)和共模抑制。例如，運算放大器內(nèi)僅存在1 mV失調(diào)時，對應于50Ω兩端22.4 mV rms的-20 dBm信號將產(chǎn)生4.5%的誤差。如果AD834 X通道失調(diào)僅為2 mV,可產(chǎn)生10%的誤差。

均方根-直流轉(zhuǎn)換器

均方根（rms）電路（圖6）不僅僅是在上述均方檢波器電路后添加平方根電路。頻率響應由前端平方器和輸出濾波器決定。根據(jù)均方說明，平方器在超過500 MHz后起作用，而較低的-3 dB頻率響應為340 Hz （100Ω和4.7iF）。請注意，輸入端的電阻分壓器網(wǎng)絡決定滿量程輸入電壓為±2 V峰值。

平方根函數(shù)通過在AD711運算放大器的反饋環(huán)路內(nèi)對AD834求平方來執(zhí)行。2N3904晶體管起緩沖器的作用。用于平方根部分的AD834緩沖輸出與X和Y通道輸入間的電阻分壓器網(wǎng)絡（兩個100Ω）決定輸出調(diào)整為±2 V滿量程。

對兩個AD834的輸出求電流差。由于激光調(diào)整后AD834輸出信號電流縮放具有高精度，可實現(xiàn)精確的輸出求差和求和。AD711迫使兩個AD834信號電流間的差異趨于零。零點校準中的任何誤差會在兩個100Ω上拉電阻兩端產(chǎn)生電壓。

通過15 kΩ、85 kΩ和0.1uF網(wǎng)絡執(zhí)行額外濾波和電平轉(zhuǎn)換后，殘余誤差由整個AD711開環(huán)增益放大。放大后的誤差信號迫使反饋環(huán)路內(nèi)AD834的輸出匹配均方AD834的輸出。當均方根電路輸出等于電路輸入均方函數(shù)的平方根以及均方根函數(shù)時，誤差歸零。

小信號電平下電路的精度受限于不可避免的失調(diào)電壓。雖然均方函數(shù)的標稱0 V輸入（1 mV誤差）產(chǎn)生1 uV輸出誤差，同樣的輸入誤差通過平方根電路卻可產(chǎn)生31.6 mV的輸出誤差。

圖6.直流至500 MHz均方根-直流轉(zhuǎn)換器

直流耦合VCA應用

如果無法排除AD834的直流響應，由于高速運算放大器共模范圍通常不足，必須使用某一形式的無源或有源電平轉(zhuǎn)換。以下應用顯示了在寬帶電壓控制放大器方案中使用有源或無源電平轉(zhuǎn)換電路的情形。

使用無源電平轉(zhuǎn)換的直流至60 MHz電壓控制放大器圖7顯示了使用無源網(wǎng)絡作為電平轉(zhuǎn)換器的電路示意圖。

此處選擇的運算放大器為AD5539.

圖7.使用無源電平轉(zhuǎn)換的直流至60 MHz電壓控制放大器

AD5539使用與AD834相同的工藝構(gòu)建，在高閉環(huán)增益下提供2 GHz的增益帶寬積。與大多數(shù)運算放大器不同，AD5539擁有接地引腳和全NPN輸出級，以"A類"方式工作以實現(xiàn)器件的高速度（參見圖8）。更細致的考察顯示，輸出節(jié)點與輸入間以及這些電壓與地之間存在有限的"裕量".AD5539的高速度和其他非常規(guī)屬性在使用時需要特別小心。

圖8. ADS539運算放大器原理示意圖

首先考慮A類輸出級的后果。大多數(shù)運算放大器中，負載上的輸出既可"上拉"也可"下拉"，但NPN發(fā)射極-跟隨器輸出級只能上拉。AD5539具有2 k的內(nèi)部下拉電阻（R11），僅可供應2或3毫安的電流。通用高速乘法器擺幅至少必須能夠達到±1 V，同時驅(qū)動最低50 的負載電阻。在此輸出電平下，負載電流為±20 mA，因此必須通過外部下拉電阻供應。事實上，下拉電流必須遠大于該值，且需要仔細考慮。

圖9顯示了計算方法。425 mV電壓源為"IBRC"，即AD834的穩(wěn)定電流8.5 mA乘以負載電阻RC，此處設置為50Ω。當滿量程輸出電流為+4 mA時，圖9（a）中的200 mV電源為"IWRC"發(fā)生器。由此計算V1 - 5.375 V和V2 - 5.775 V.

接下來計算W2處的電壓。由于理想運算放大器的輸入電流為零，W2上無負載，電壓為V2乘以125/（125 + 50）的衰減比，即4.125 V.由于理想運算放大器的輸入電壓為零，W1處于相同電壓下，因此現(xiàn)在可以計算出上部50 電阻中的電流為（5.375-4.125）/50 mA，即25 mA.同樣，運算放大器輸入端基本上無電流，因此25 mA全部流入125 的反饋電阻，從而在兩端產(chǎn)生3.125 V的壓降。最后，用W1處的電壓（4.125 V）減去此壓降，計算出輸出為+1 V.

注意此時的結(jié)果有些出乎意料：盡管20 mA的電流流入負載，25 mA的較大電流卻流入反饋電阻！這一異常事件狀態(tài)是由于將比例因子減小至預期值所需的反饋電阻具有極低值，并且AD834輸出端所需的相對較大電壓確保了輸出W1和W2的正確偏置。因此，即使負載僅需20 mA的源電流，仍需要在下拉電阻RP內(nèi)提供至少5 mA，以偏置AD5539內(nèi)的輸出發(fā)射極-跟隨器。當AD834的輸出電流反向時情況變得更嚴重，因為現(xiàn)在需要在50負載中提供20 mA吸電流，而且反饋電阻兩端的電壓更高了。

這一情況如圖9（b）所示。計算過程與前述相同，我們發(fā)現(xiàn)，反饋電阻內(nèi)的電流現(xiàn)為39.7 mA.因此RP需要提供20 mA的負載電流，并在反饋路徑內(nèi)另外提供大約40 mA，同時兩端電壓為5 V.這要求RP = 83Ω。實際上，該值應略低一些，以防止壓擺率限制下降時間。另外，反饋電阻將從125Ω升至133Ω，以在上述大負載條件下補償AD5539的有限增益。如果求50Ω負載、70Ω下拉電阻和約150Ω有效反饋電阻的并聯(lián)和，放大器上的實際負載僅為24 ！

AD5539在大于5的未補償增益下性能穩(wěn)定，此電路中的AD5539在略大于3的增益下工作。0.01uF和10Ω網(wǎng)絡通過放棄足夠的開環(huán)增益執(zhí)行補償，以便在驅(qū)動50Ω負載時實現(xiàn)穩(wěn)定的性能。對于更高的阻抗負載，可能需要減少10Ω補償電阻。

圖9.用于計算下拉電阻值的等效電路

節(jié)點W1和W2之間是電平轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡，平均電壓約為+4 V，連接至接近地電壓的AD5539輸入端。采用所示值，運算放大器輸入設置為稍低于地電壓（約-460 mV）。該網(wǎng)絡將低頻開環(huán)增益減半，當AD5539輸入端存在失調(diào)電壓時這對直流精度有一些影響。如果輸出失調(diào)較為重要，應插入與3.74 k電阻串聯(lián)的500 電位器，并且將滾動條設置為-6 V.

接著將X和Y輸入設置為零，調(diào)節(jié)零輸出。

另外請注意，AD834上的"內(nèi)部"引腳X1和Y2應接地，以便將高頻饋通降至最低；通過切換W1和W2校正X輸入端的最終反相。

圖10顯示當輸入脈沖施加于X輸入以及Y輸入設置為+1 V時的脈沖響應，指示6 ms的上升時間。

圖10.直流至60 MHz電壓控制放大器的脈沖響應

圖11顯示的是針對+1 V、316 mV、+100 mV和0 V Y輸入從HP8753B網(wǎng)絡分析儀上截取的一組頻率