AD834用于直流至500MHz應(yīng)用

圖11. 直流至60 MHz電壓控制放大器的頻率響應(yīng)

使用有源電平轉(zhuǎn)換的直流至480 MHz電壓控制放大器。

圖12(a)顯示了使用PNP晶體管作為共基級或共源共柵電路的有源電平轉(zhuǎn)換器。此處，通過三個理想電流源模擬AD834,兩個用于8.5 mA偏置電流，一個用于±4 mA差分信號電流。晶體管基極連接到+ 5V,無信號時，發(fā)射極電位保持5.7 V在電阻R1和R2兩端產(chǎn)生3.3 V的電壓。圖12(b)顯示的是一個等效電路。

圖12. 使用有源電平轉(zhuǎn)換器的AD834輸出級

信號電流發(fā)生器為零時，求解流入發(fā)射極的電流，得出等效直流偏置電流為7.17 mA.在交流域內(nèi)，對于信號電流發(fā)生器，R1和R2均連接到低阻抗節(jié)點。通過檢查，原始信號電流已按以下比例縮放：

由于AD834輸出具有極高輸出阻抗，可忽略等效串聯(lián)電阻。假定正常，R3兩端流入共源共柵電路發(fā)射極的7.17mA全部流出共源共柵電路集電極。R3兩端電壓則為：

運算放大器輸入低于地電壓350 mV,且在寬帶放大器的共模范圍內(nèi)。

只要用戶不建立任何雜散極點，配置為共源共柵電路的晶體管的帶寬為晶體管單位增益頻率(fT)。選擇R1和R2時，如果其并聯(lián)和對于晶體管寄生發(fā)射極-基極電容過大，或者R3對于晶體管寄生集電極-基極電容過大，將產(chǎn)生降低電路頻率響應(yīng)的干擾極點。

圖13. 使用有源電平轉(zhuǎn)換的直流至480 MHz電壓控制放大器

使用有源PNP電平轉(zhuǎn)換器時的另一潛在缺點是共源共柵電路發(fā)射極的振蕩。雙極性結(jié)型晶體管發(fā)射極的輸入阻抗在接近其增益帶寬積(fT)的頻率下為感性，而AD834輸出為容性。由于系統(tǒng)具有高帶寬，這些阻抗可導(dǎo)致振蕩。

為防止此類振蕩，圖12中的發(fā)射極利用R2與AD834輸出隔離。這可以防止振蕩，同時提供公式4中敘述的信號衰減(增益控制)。2N3906提供無諧振或振蕩時的寬帶電平轉(zhuǎn)換。使用其他晶體管時必須格外謹慎。

共源共柵電路集電極上的信號電流現(xiàn)在以差分電流形式饋入寬帶放大器，形成圖13所示的電壓轉(zhuǎn)換器配置。此配置類似于由運算放大器驅(qū)動的電流電壓轉(zhuǎn)換器，該轉(zhuǎn)換器通常跟隨在電流輸出乘法數(shù)模轉(zhuǎn)換器之后。

AD9617是驅(qū)動電流電壓轉(zhuǎn)換器的極佳選擇。AD9617是第二代跨導(dǎo)放大器(也稱為電流反饋和TZ放大器)，擁有完全互補輸出級(不同于AD5539)，針對400反饋電阻進行了優(yōu)化。

AD9617輸入直接連接到共源共柵電路集電極。運算放大器在輸入節(jié)點間建立虛擬短路，迫使所有信號電流流入反饋路徑。轉(zhuǎn)換器差分跨阻為400.所需縮放可通過上述R1和R2衰減網(wǎng)絡(luò)獲得。AD9617輸出端的電路滿量程增益(X = Y= 1 V)如下計算：

即反轉(zhuǎn)端接電阻后為1.04 V.實際電路顯示了更接近一的滿量程增益。

圖14顯示了施加于X輸入的滿量程階躍響應(yīng)(-1 V至+ 1 V)及設(shè)置為+1 V的Y輸入，證明電路上升時間不足2 ns,并呈現(xiàn)出一些過沖，但未發(fā)生振鈴。請注意輸出在500 V/s以上擺動。

圖15顯示的是針對+1 V、316 mV、+100 mV和0 V Y輸入從HP8753B網(wǎng)絡(luò)分析儀上截取的一組頻率響應(yīng)。Y輸入實際被調(diào)節(jié)至將輸入失調(diào)歸零。請注意，電路具有500 MHz的小信號帶寬(輸入功率電平為0 dBm)。該帶寬可在反相節(jié)點利用兩個1 pF電容來實現(xiàn)。高頻饋通小于滿量程的-80 dB(f 2 MHz)。

AD834用作視頻開關(guān)

將0 V和+1 V施加于用作柵極控制的X通道，并將視頻信號施加于Y通道時，AD834便成為高速視頻開關(guān)。圖16通過以ECL開關(guān)為中心的高速電流開關(guān)電路說明這一概念。電流流經(jīng)Q1或Q2,具體取決于輸入電壓。電流開關(guān)可確保干凈快速地切換至已決定的電平(+ 1 V與地)，使用戶可對柵極輸入執(zhí)行過驅(qū)和欠驅(qū)。

柵極電路輸入從+1 V升至+2 V時，AD834接通。在1 V以下，Q1幾乎吸收來自216 電阻的所有電流;2N3906晶體管關(guān)斷。此狀態(tài)下，從X2輸入至地的100 Ω電阻準(zhǔn)確關(guān)閉Y通道，同時Y通道饋通至在-50 dB下測量的輸出。Q2基極保持在1.6 V時，晶體管發(fā)射極電位為2.35 V.在獨立于柵極輸入高電平的X2輸入下，261 Ω電阻穩(wěn)定的10.2 mA(減去基極電流)在100Ω電阻兩端產(chǎn)生+1 V電壓。

圖17顯示了1.5 ns上升時間脈沖選通200 MHz信號的示波器照片。所得包絡(luò)上升時間為2.7 ns;下降時間為3.0 ns.盡管開關(guān)信號可能更慢，AD834輸出級應(yīng)具有大于100 MHz的帶寬，以便維持3.5 ns的包絡(luò)上升時間。

交流輸出耦合法

許多應(yīng)用中，輸出端的直流分量可以丟棄。此類情況下，寬帶緩沖器可容易地交流耦合到AD834輸出。以下電路顯示了使用簡單的變壓器和巴倫作為無源、交流耦合輸出電路。

變壓器耦合輸出

圖18顯示了中心抽頭輸出變壓器的使用，該器件在輸出端W1和W2提供必要的直流負載條件，并且設(shè)計成通過選擇適當(dāng)?shù)脑褦?shù)比匹配所需的負載阻抗。變壓器設(shè)計的具體選擇完全取決于應(yīng)用。變壓器也可在輸入端使用。中心抽頭變壓器可減少高頻失真，通過驅(qū)動平衡信號輸入降低高頻饋通。合適的中心抽頭變壓器包括Coilcra WB2010PC,制造商指定的工作頻率范圍為0.04 MHz至250 MHz.

巴倫耦合輸出

圖19顯示了使用隔直電容來消除直流失調(diào)，并使用巴倫(特別有效的變壓器)將差分(或平衡)信號轉(zhuǎn)換為單端(或不平衡)輸出的電路。巴倫由長度較短的傳輸線路構(gòu)成，線路纏繞在環(huán)形鐵氧體磁芯上，用于將"平衡"輸出轉(zhuǎn)換為"不平衡"輸出。

盡管使用的符號與變壓器相同，工作模式卻大相徑庭。首先，負載現(xiàn)在應(yīng)等于線路的特性阻抗，盡管線路長度較短時此條件通常并不重要。集電極負載電阻RC也可選擇成反向端接線路，同樣，該條件僅適用于使用長電氣線路時。

大多數(shù)情況下，RC應(yīng)為直流條件允許的最大值，以便將負載的功率損失降至最低。線路可以是小型同軸電纜或雙絞線。

必須注意，巴倫的帶寬上限僅由傳輸線路質(zhì)量決定;因此通常超過乘法器。這不同于傳統(tǒng)變壓器，信號以通量形式在磁芯內(nèi)傳遞，且受磁芯損耗和泄漏電感限制。帶寬下限整體而言由線路串聯(lián)電感決定，也受負載電阻影響(如果隔直電容C足夠大)。實際上，巴倫可在遠遠寬于變壓器的帶寬上提供極佳的差分至單端轉(zhuǎn)換。

實現(xiàn)

構(gòu)建這些電路需要良好的高頻技術(shù)。電路示意圖是合適的建議布局。本應(yīng)用簡介中描述的所有電路均需要接地層。

接地層應(yīng)盡可能大地覆蓋元件側(cè)，但不得在IC正下方或包圍任何個別引腳。插口會增加引腳電容和電感，應(yīng)予避免。如果不得不使用插口，應(yīng)使用單獨引腳插口，例如AMP p/n 6-330808-3.它引起的雜散電抗比模制的插口組件小得多。在IC上，除主要去耦電容外，每條電源走線還應(yīng)使用0.1F低電感陶瓷電容去耦。所有引線長度應(yīng)盡量短。長度在一英寸以上的引線應(yīng)使用帶狀線技術(shù)。