一種基于軟開關三電平DC/DC開關電源的研制

1 引言

目前，開關電源正朝著高頻、高效、環(huán)保等方向發(fā)展。與傳統(tǒng)拓撲結構相比，三電平變換器由于具有開關管電壓應力為輸入直流電壓的一半，適合輸入電壓較高的場合，輸出電壓諧波小等優(yōu)點，從而備受關注。此外，伴隨著高頻化發(fā)展，出現(xiàn)了軟開關技術，并結合三電平產(chǎn)生了不同拓撲的DC/DC變換器。傳統(tǒng)ZVS半橋三電平DC/DC變換器輕載時滯后管難以實現(xiàn)ZVS，且開通損耗嚴重。ZVZCS變換器消除了ZVS三電平變換器零狀態(tài)時變壓器初級環(huán)流，減小了初級通態(tài)損耗，同時改善了占空比丟失問題，近年來得到了廣泛研究。

這里提出一種新型ZVZCS半橋三電平DC/DC變換器，其次級采用了一個簡單的無源筘位網(wǎng)絡，通過這個無源箝位網(wǎng)絡實現(xiàn)了超前橋臂在一定負載范圍內(nèi)的ZVS和滯后橋臂的ZCS。

2 主電路工作原理

圖1為新型半橋三電平DC/DC變換器拓撲。

由圖1可見，次級采用的無源箝位網(wǎng)絡主要由箝位電容CA和二極管VDA1，VDA2，VDA3構成。變壓器次級中心抽頭通過VDA1連接到CA，將次級電壓箝位在一個較低的水平。Cs1，Cs2為等值的輸入分壓電容，VDc1，VDc2為箝位二極管，Css為飛跨電容，Llk為變壓器漏感，n為變比，VDR1～VDR4為整流二極管，Lf，Cf分別為濾波電感、電容，Uin，Uo為輸入、輸出直流電壓。采用移相PWM控制策略，工作波形如圖2所示。

為簡化分析，作如下假設：電路各器件均為理想元件；Lf足夠大，其電流不變；將Cf看作恒壓源。變換器在半個穩(wěn)態(tài)開關周期內(nèi)有9個工作模態(tài)，分析如下：

新周期開始前超前管VS1導通，負載電流通過整流二極管續(xù)流，a，b間電壓、次級電壓、初級電流分別為uab，urec，ip，此時uab=urec= 0，ip=0.

模態(tài)1（t1～t2） t1時刻，滯后管VS2導通，新周期開始。由于ip=0，VS2此時ZCS開通。uab=Uin/2，ip線性增加。由于ip仍小于負載電流Io折算到初級的值Io/n，VDR1～VDR4全部導通，urec為零，說明該模態(tài)中次級存在占空比丟失現(xiàn)象。

模態(tài)2（t2～t3） t2時刻，ip達到Io/n，VDR1，VDR4關斷，初級開始向負載傳遞能量。由于CA上電壓為零，VDR1，VDR4為ZVS關斷。同時VDA1導通，輸入部分能量通過Ilk，VDA1向CA充電。記Uins（m2）為此模態(tài)中初級折算到次級的等效電壓，Llk（m2）為折算到次級的等效漏感，則CA的電流iCA電壓uCA，ip及urec分別為：

由于CA通過變壓器次級中心抽頭充電，urec=2uCA.t3時刻，uCA=Uo，VDA3導通，urec被箝位為2Uo.記UrecP為次級電壓峰值，則UrecP= 2Uo.

模態(tài)3（t3～t4）記uCA電壓峰值為UCAM，UCAM=Uo保持不變，Llk中的諧振電流經(jīng)過VDA3流向Cf，iCA迅速減小為零，urec保持2Uo不變。t4時刻Llk電流諧振到零，VDA1，VDA3 ZCS關斷。

模態(tài)4（t4～t5） uCA仍保持UCAM不變，由于該模態(tài)下urec>Uo，VDA2不會導通，有ip（t）=Io/n，urec（t）=Uin/（2n）。

模態(tài)5（t5～t6） t5時刻，VS1 ZVS關斷，記電容C1，C4電壓分別為uC1，uC4，則UC1（t5）=0，UC4（t5）=Uin/2，ip向C1充電，C4放電，次級電壓和整流二極管電壓迅速減小，則有：

模態(tài)6（t6～t7）隨著urec的減小，整流二極管兩端電壓迅速下降，在t6時刻被箝位為UCAM，此時VDA2 ZVS導通，CA開始放電，ip下降。則有：

模態(tài)7（t7～t8）t7時刻，C1充電結束，C4放電結束，UC1（t7）=Uin/2，UC4（t7）=0，VDc1開通，將VS1的電壓箝位在Uin/2，uab減小至零，ip迅速復位，CA繼續(xù)向負載放電。有：

模態(tài)8（t8～t9） t8時刻，ip完全復位，VDR2和VDR3關斷。負載電流由CA提供，uCA逐漸減小到零，整流二極管上的電壓也逐漸減小。有：

模態(tài)9（t9～t10） t9時刻，CA放電結束，VDA2關斷（ZVZCS），Lf，Cf開始提供負載電流，VDR1～VDR4全部開通，負載電流通過整流二極管續(xù)流。3 實現(xiàn)ZVZCS的條件

3.1 超前橋臂ZVS范圍

續(xù)流階段超前臂的ZVS特性與原來的ZVS移相控制電路相比有所不同，VS1關斷后，在urec下降到UCAM之前，超前臂的瞬態(tài)過程與ZVS移相控制電路一致，Lf參與諧振；在urecUCAM后，僅有漏感參與諧振過程，為實現(xiàn)超前臂的ZVS，必須有一定的漏感儲能。

模態(tài)5中，urec下降到UCAM，Lf參與對C1充電，對C4放電，根據(jù)式(2)中第3式，可得：

式中：IoZVSm為實現(xiàn)ZVS的最小負載電流。

模態(tài)6中，uC4減小到零，為VS4的ZVS開通創(chuàng)造條件，此時只有漏感參與超前橋臂的ZVS。由式(3)中第2式及UC4(t7)=0可得：

由于CpLf，IoZVSm的值滿足上式也一定滿足式(6)。為實現(xiàn)VS4的ZVS開通，uC4在t7時刻減小到零，同時uC1達到

可見，Lf的能量僅在第一階段參與C1，C4的充放電，而最終諧振電容的充放電要靠漏感儲能來實現(xiàn)，超前橋臂的ZVS只能在一定負載范圍內(nèi)實現(xiàn)。

3．2 滯后橋臂ZCS范圍

模態(tài)7中，由Ip(t8)=0，CpCA以及式(4)中的第1式可得：

為保證續(xù)流階段初級無能量循環(huán)，模態(tài)8結束時uCA必須降到零。由式(5)可得，模態(tài)8的持續(xù)時間tm8=(CA／Io)Urec(t8)。

4 仿真與實驗分析

在Pspice 9．2環(huán)境下對變換器進行仿真實驗，結果表明該拓撲能夠實現(xiàn)所有功率開關管的軟開關及二極管的軟換流，且次級電壓應力較低。為進一步驗證理論分析的正確性，研制了一臺輸出為48 V／20 A的實驗樣機，在樣機上進行了波形測試分析，實驗波形如圖3所示。圖3a，b為VS1的ZVS開通、關斷波形，其中，uds為漏源電壓，ugVS1為驅動電壓。圖3c為VS2的ZCS波形，其中，id為漏極電流。圖3d為urec波形。

可見，實驗結果與理論分析基本一致，實現(xiàn)了超前橋臂一定負載范圍內(nèi)的ZVS和滯后橋臂的ZCS。此外，在純阻性負載下對變換器效率進行測試，最大效率達92％，輕載時效率仍接近90％，與傳統(tǒng)ZVZCS三電平變換器相比，效率有所提高。

5 結論

提出的新型變換器通過諧振電容與漏感及濾波電感之間的諧振，來實現(xiàn)超前橋臂開關管的零電壓轉換，通過變壓器次級繞組中心抽頭對箝位電容充電及箝位電容的放電，來實現(xiàn)滯后橋臂開關管的零電流轉換，有效地降低了次級整流管的電壓應力。此外箝位電容能量通過負載放電，減小了次級占空比丟失現(xiàn)象，提高了變換器效率。