用LTB技術(shù)改善多相直流轉(zhuǎn)換器的響應(yīng)速度
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時(shí)間：2013-05-18
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技術(shù)方案與實(shí)用技巧
在與輸出功率相關(guān)的交流變量基礎(chǔ)上對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性和小信號(hào)行為的研究結(jié)果表明：系統(tǒng)的狀態(tài)變量是流經(jīng)等效電感的總電流和輸出電容上的電壓降。多相交織系統(tǒng)可以用這些變量完全表征，并等效于只有一個(gè)單相位的DC/DC轉(zhuǎn)換器，其中，線圈可以被并聯(lián)的全部電感(等效電感)代替，等效開(kāi)關(guān)頻率是單相開(kāi)關(guān)頻率的N倍(N是相位的數(shù)量)。
由這種模型可以看出，為什么用比單相系統(tǒng)更高的誤差放大器斜率(GBWP)可以實(shí)現(xiàn)更快的控制系統(tǒng)。當(dāng)然，這樣做還有助于保持輸出電壓的穩(wěn)定，即使在負(fù)載瞬變時(shí)也能很好地得到穩(wěn)壓。然而，最近的CPU電氣規(guī)范中負(fù)載瞬變速率已經(jīng)高達(dá)1200A/us(50ns為100A)，使得控制系統(tǒng)幾乎不可能及時(shí)響應(yīng)這種陡峭的變化。結(jié)果是中頻以上輸出濾波器電容的成本上升，例如22uF多層陶瓷電容(MLCC)。
動(dòng)作延時(shí)
目前使用的控制器一般要么是上升沿架構(gòu)要么是下降沿架構(gòu)，每種架構(gòu)都有各自的優(yōu)缺點(diǎn)。采用下降沿控制架構(gòu)的控制器在每個(gè)時(shí)鐘周期的開(kāi)始打開(kāi)，這種控制器可以響應(yīng)控制器打開(kāi)時(shí)發(fā)生的任何瞬態(tài)事件。然而，如果瞬態(tài)事件發(fā)生在控制器關(guān)閉期間，那么它必須等到下一個(gè)時(shí)鐘周期才能做出響應(yīng)。而采用上升沿架構(gòu)的控制器在每個(gè)時(shí)鐘周期內(nèi)是關(guān)閉的，這種控制器可以響應(yīng)在它關(guān)閉時(shí)發(fā)生的瞬態(tài)事件，但必須等到下一個(gè)時(shí)鐘周期才能響應(yīng)這種控制器打開(kāi)時(shí)發(fā)生的瞬態(tài)事件。在這兩種架構(gòu)中，一般都會(huì)在PWM比較器的輸出端放置一個(gè)鎖存器，用以在響應(yīng)瞬態(tài)事件時(shí)建立一個(gè)周期的延遲。
雙沿調(diào)制器在判斷何時(shí)打開(kāi)或關(guān)閉時(shí)不受時(shí)鐘周期的約束，打開(kāi)信號(hào)取決于誤差信號(hào)。同樣地，誤差信號(hào)會(huì)通知控制器何時(shí)關(guān)閉。這種架構(gòu)再加上快速輸出反饋即可允許所有相位同時(shí)響應(yīng)瞬態(tài)事件。雖然基本的雙沿調(diào)制器可以改善系統(tǒng)性能，但很重要的是還能解決引入系統(tǒng)響應(yīng)延遲和妨礙理想瞬時(shí)響應(yīng)的其它架構(gòu)問(wèn)題。如果將“動(dòng)作延時(shí)(action delay)”看作是從控制器識(shí)別負(fù)載瞬變的發(fā)生到命令接通所有上邊(highside)功率MOSFET的時(shí)間，那么對(duì)這一延時(shí)的影響因素至少有以下幾種：
1. 遙測(cè)(Remote sense)用來(lái)以完全差分的方式檢測(cè)CPU上的電壓，采用運(yùn)放實(shí)現(xiàn)。運(yùn)放引入的延時(shí)Trb=1/GBWPrb(Trb=100ns)，其中GBWPrb在10MHz左右。遙測(cè)放大器必須從反饋路徑中移除，這可以通過(guò)只檢測(cè)遠(yuǎn)端內(nèi)核地(core ground)實(shí)現(xiàn)，這樣會(huì)損失高頻共模抑制比(CMRR)。圖1是傳統(tǒng)的遠(yuǎn)端緩存連接，這里的遠(yuǎn)端緩存會(huì)引入延時(shí)Trb，因?yàn)樗挥诜答伮窂缴?。圖2所示的遙測(cè)是在反饋路徑外實(shí)現(xiàn)的，因此Trb=0。
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圖1：全差分CPU遙測(cè)，采用傳統(tǒng)遠(yuǎn)端緩存連接 |
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圖2：CPU地遙測(cè)，這是在反饋路徑外實(shí)現(xiàn)的 |
2. 與純粹的雙沿架構(gòu)相比，采用鎖存器的雙沿實(shí)現(xiàn)方案會(huì)降低系統(tǒng)響應(yīng)速度，不能發(fā)揮雙沿架構(gòu)的優(yōu)勢(shì)。為了充分發(fā)揮雙沿架構(gòu)的優(yōu)勢(shì)，系統(tǒng)中必須取消時(shí)鐘和鎖存器。然而，以成本為主導(dǎo)的解決方案受內(nèi)嵌功率MOSFET驅(qū)動(dòng)器的控制器的控制。這些驅(qū)動(dòng)器會(huì)在每個(gè)開(kāi)關(guān)邊沿產(chǎn)生噪聲，從而降低模擬前端的抗噪聲能力，冒很大的抖動(dòng)風(fēng)險(xiǎn)。限制基底噪聲的方法有好幾種，如精確的IC設(shè)計(jì)、噪聲隔離的硅組件等。這些方法中有兩種具有較大的PWM斜坡(ramp)和鎖存PWM脈沖(latched PWM pulse)。
鎖存雙沿PWM調(diào)制器有很強(qiáng)的抗噪聲性能，但它會(huì)產(chǎn)生正比于開(kāi)關(guān)周期的長(zhǎng)動(dòng)作延時(shí)Ta。當(dāng)然也取決于負(fù)載瞬變發(fā)生的時(shí)刻。
在鎖存式雙沿PWM調(diào)制器中，最長(zhǎng)的動(dòng)作延時(shí)發(fā)生在下邊功率MOSFET接通時(shí)負(fù)載瞬變發(fā)生的時(shí)刻。約T/2的動(dòng)作延時(shí)是可能的，其中T為開(kāi)關(guān)周期。沒(méi)有鎖存器的雙沿調(diào)制器可以極大地改善消除Ta后的動(dòng)作延時(shí)。
3. 誤差放大器本地環(huán)路必須在負(fù)載瞬變發(fā)生時(shí)避免急劇的輸出電壓下降。這樣控制環(huán)路可以忽略PWM斜坡，強(qiáng)迫所有的PWM脈沖為“1”，從而同時(shí)接通上邊的功率MOSFET。此時(shí)要求控制電壓處于飽和狀態(tài)。為了產(chǎn)生誤差放大器飽和狀態(tài)，需要在反饋網(wǎng)絡(luò)中插入電容Cp，如圖3所示。
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圖3：負(fù)載瞬變時(shí)的COMP飽和 |
Cp為控制電壓(COMP)提供了導(dǎo)數(shù)分量(derivative component)。大的Cp電容可以使COMP更快飽和，很容易高于PWM斜坡電壓，但會(huì)使系統(tǒng)變得不穩(wěn)定，或可能產(chǎn)生抖動(dòng)(因此增大輸出電壓紋波需要更多輸出電容)。如果Cp很小，系統(tǒng)雖然穩(wěn)定了，但COMP電壓可能不會(huì)上升到高于PWM斜坡電壓足夠高的位置，這是一個(gè)存在的風(fēng)險(xiǎn)。
無(wú)論如何，將控制電壓推高到高于PWM斜坡電壓的時(shí)間取決于PWM斜坡有多高、GBWP有多少。通常斜率為10V/s、PWM斜坡電壓為2V。斜率產(chǎn)生的延時(shí)Tsr=200ns。通常在數(shù)據(jù)表中斜率(和GBWP)很難得到保證，因?yàn)樗梢詳U(kuò)展得非常大。這種擴(kuò)展使得這部分動(dòng)作延時(shí)不可預(yù)測(cè)。
Cp的值必須認(rèn)真選擇，需要考慮到即使在最壞的斜率情況下(甚至不知道)，COMP電壓也會(huì)上升到高于PWM斜坡電壓。Cp的增加會(huì)產(chǎn)生抖動(dòng)(增加輸出電壓紋波)，使系統(tǒng)變得不穩(wěn)定。穩(wěn)態(tài)狀況需要在負(fù)載瞬變過(guò)后很長(zhǎng)一段時(shí)間才能恢復(fù)。
就Cp的選擇也有個(gè)矛盾之處：選擇Cp時(shí)需要考慮即使在最壞斜率情況下COMP電壓也能高過(guò)PWM斜坡，但Cp值也會(huì)設(shè)置負(fù)載瞬變后轉(zhuǎn)移的能量值。過(guò)高估計(jì)Cp會(huì)給輸出帶來(lái)太多的能量，從而產(chǎn)生較大的回鈴(ringback)電壓并增加穩(wěn)態(tài)的恢復(fù)時(shí)間。新一代非線性控制響應(yīng)可以解決這個(gè)問(wèn)題，它能取消延時(shí)Tsr，極大地改善盒狀內(nèi)核電壓響應(yīng)特性。
4.電源驅(qū)動(dòng)器是控制器決策的硬件變換器(transducer)。電源驅(qū)動(dòng)器能夠以最小的延時(shí)執(zhí)行命令非常重要。該延時(shí)等于T1和T2之和，其中T1代表切斷下邊功率MOSFET和接通上邊功率MOSFET之間的時(shí)間，T2是向驅(qū)動(dòng)器本身傳送邏輯命令所需的時(shí)間。
具有嵌入式驅(qū)動(dòng)器的控制器通常能減少這一延時(shí)，因?yàn)樗鼈儧](méi)有T2。該延時(shí)來(lái)自控制器內(nèi)很低速的數(shù)字緩存以及控制器與外部驅(qū)動(dòng)器之間的大走線電容。通常商用控制器的數(shù)字緩存具有約1kΩ的飽和驅(qū)動(dòng)電阻，而5英寸左右的走線電容約為100pF，因此可以得出T2≈100pFx1kΩ=100ns。
延時(shí)T1是驅(qū)動(dòng)器內(nèi)部延時(shí)與Tfall下邊和Trise上邊時(shí)間的總和。T2延時(shí)可能是100ns，T1也可能是100ns。
在了解這些延時(shí)參數(shù)后，在表1中我們比較了幾個(gè)主要的延時(shí)參數(shù)。動(dòng)作延時(shí)有多個(gè)貢獻(xiàn)因素：Trb、Ta、Tsr、T1+T2。下面介紹如何減少除了Tsr以外的所有這些因素，同時(shí)也會(huì)介紹與沒(méi)有鎖存器的純雙沿調(diào)制器相關(guān)的所有考慮因素。
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表：主要的延時(shí)參數(shù)值比較 |
LTB技術(shù)可以解決這些問(wèn)題并消除Tsr
負(fù)載瞬態(tài)提升(Load Transient Boost, LTB)使用的“負(fù)載瞬態(tài)傳感器”是一種能在dv/dt超過(guò)內(nèi)部門(mén)限時(shí)給出尖脈沖的電路。該電路的靈敏度可以通過(guò)改變與LTB引腳連接的外部網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行設(shè)置。該傳感器可以識(shí)別加載負(fù)載和斷開(kāi)負(fù)載兩種瞬變情況。
如圖4所示，當(dāng)發(fā)生負(fù)載瞬變時(shí)(加載負(fù)載)，“加載PWM斜坡電壓”輸出端的電壓(紅色)被設(shè)置為雙沿PWM斜坡的下層基值，從該值開(kāi)始形成斜率為m的斜坡；當(dāng)負(fù)載斷開(kāi)時(shí)，“負(fù)載斷開(kāi)PWM斜坡電壓”的輸出端的電壓(藍(lán)色)被設(shè)為雙沿PWM斜坡電壓的上層基值，從該值開(kāi)始形成斜率為m的斜坡電壓。
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圖4：負(fù)載瞬態(tài)提升方案 |
如圖5所示，每個(gè)負(fù)載加載斷開(kāi)PWM斜坡再與COMP進(jìn)行比較，產(chǎn)生正確的PWM脈沖，其脈沖寬度代表了系統(tǒng)需要的正確能量值。而誤差放大器將繼續(xù)在“小信號(hào)”條件下工作。
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圖5：負(fù)載瞬態(tài)提升控制 |
負(fù)載斷開(kāi)時(shí)，上述脈沖會(huì)切斷所有功率MOSFET，特別是下邊的功率MOSFET。這樣可以極大地改善輸出電壓響應(yīng)。加載負(fù)載時(shí)，名為“PWMBOOST”的脈沖將與每個(gè)PWM脈沖在每個(gè)相位進(jìn)行“或”操作?！盎颉辈僮骺梢匀∠豢椣嘁疲魉驼`差放大器要求的正確數(shù)量的能量?！癓TB BRAKE”是一種數(shù)字濾波器，可以跳過(guò)最接近的交織PWM脈沖，直接到PWMBOOST。這款濾波器能夠顯著地提高輸出電壓響應(yīng)。
與LTB技術(shù)相關(guān)的動(dòng)作延時(shí)有幾個(gè)ns：它直接以數(shù)字方式動(dòng)作，對(duì)交織相移進(jìn)行復(fù)位。這一延時(shí)主要是由傳感器比較器引起的(約10ns)。因此LTB技術(shù)可以將Tsr從100ns減少到10ns，并且最重要的是它能使系統(tǒng)對(duì)沒(méi)有保證的參數(shù)擴(kuò)展不敏感。它還使得系統(tǒng)更“線性”，因?yàn)長(zhǎng)TB傳送的能量是直接由誤差放大器控制的。
當(dāng)所有上邊功率MOSFET導(dǎo)通從而增加電感電流時(shí)，整個(gè)電荷被用來(lái)在動(dòng)作延時(shí)(AD)時(shí)間內(nèi)保持輸出電壓。這意味著只有MLCC電容(通常為90%)才能提供輸出電壓，因?yàn)榭偟腗LCC電容的等效串聯(lián)阻抗(ESR)遠(yuǎn)小于總的大容量(bulk)電容(即15×10uF MLCC的總ESR為0.16mΩ，而4×560uF大容量電容的總ESR為1.5mΩ，比率為1:10，因此所需電荷的90%由MLCC電容提供)。
可以根據(jù)AD計(jì)算得出在負(fù)載瞬變?chǔ)o和時(shí)間長(zhǎng)度To后至少需要多少M(fèi)LCC電容才能保持輸出電壓在給定的電壓下降ΔVout內(nèi)。動(dòng)作延時(shí)后電感電流增加TL，其中：
在式中，L=電感值；N=相位數(shù)量；Vin=多相輸入電壓；Vo=輸出電壓。根據(jù)幾何公式計(jì)算可以得到：
該電荷的90%由MLCC維持，而10%由大容量電容提供，因此可以得到：
因此，與動(dòng)作延時(shí)直接相關(guān)的MLCC電容的數(shù)量就變得非常重要，因?yàn)樗鼈冎苯优c成本有關(guān)。
仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果
仿真結(jié)果的依據(jù)是以下材料清單和規(guī)范：
1. 帶Intel socket 775的BTX母板模型；
2. 帶嵌入式驅(qū)動(dòng)器和位于反饋路徑外的遙測(cè)電路的N=3相交織控制器；
3. 開(kāi)關(guān)頻率為450kHz；
4. 在To=50ns內(nèi)負(fù)載瞬變范圍為15A到65A(ΔIo=50A)；
5. 電感L=200nH、DCR為0.5mΩ；
6. 大容量電容Oscon 4×560uF，ESR為6mΩ；
7. MLCC電容15×10uF和3×22uF；
8. 系統(tǒng)輸出阻抗(固定偏差)Rd=1mΩ；
9. 每相上邊1×STD55NH30LL；
10. 每相下邊1×STD95NH30LL；
11. 輸入電壓Vin=12V；
12. 輸出電壓Vo=1.4V；
13. 輸出電壓紋波10mVp-p。
仿真結(jié)果很好地表明了交織相移如何被取消的。當(dāng)交織相移為零時(shí)，輸出電壓由MLCC電容維持，最重要的是22uF的MLCC電容。為了去除任何回鈴或過(guò)多的傳送能量，LTB Brake機(jī)制可減少流進(jìn)三個(gè)電感中任一個(gè)的電流。因此，輸出電壓具有真正的輸出阻抗(盒狀波形)。4~5us后輕微的下沖是控制環(huán)路恢復(fù)穩(wěn)態(tài)狀況所需的時(shí)間，它與系統(tǒng)的總GBWP和電流共享環(huán)路增益有關(guān)。在這個(gè)低頻點(diǎn)，系統(tǒng)還對(duì)大容量電容的數(shù)量敏感。
如果采用公式1、2和3以及早前所述的電氣規(guī)范，可以得出：ΔVout =Rd×ΔIo=1mΩ×50A=50mV；TL=314ns；ΔQ =12uC；CMLCC =216uF。該等效電容對(duì)應(yīng)于15×10uF和3×22uF。
在負(fù)載斷開(kāi)時(shí)，LTB脈沖切斷所有功率MOSFET。這一功能可以減少輸出大容量電容的額外電荷，因?yàn)殡姼须娏鞯男甭蕪腣o/L到(Vo+Vd)/L有了很大的提高，其中Vd是下邊功率MOSFET的體-漏二極管電壓降。該功能還能避免負(fù)電流流進(jìn)電感，從而取消輸出電壓反向回鈴。
實(shí)驗(yàn)測(cè)量結(jié)果是利用第一款實(shí)現(xiàn)LTB技術(shù)的商用產(chǎn)品獲得的。該產(chǎn)品現(xiàn)在是ST公司的L6713A，L6713A首次采用了完整的機(jī)制來(lái)減少動(dòng)作延時(shí)、反饋路徑外的遙測(cè)、異步雙沿調(diào)制器、LTB技術(shù)和嵌入式驅(qū)動(dòng)器。該器件可以采用2個(gè)或3個(gè)交織相位，適合Intel的VR10.x、VR11和AMD的K8-F處理器使用。
實(shí)驗(yàn)結(jié)果與仿真結(jié)果的相同材料清單和相同規(guī)范有關(guān)。少量的回鈴來(lái)自于建模不完善的母板寄生效應(yīng)。基于上述原因，輸出電壓尖峰也要高于仿真結(jié)果。加載負(fù)載和斷開(kāi)負(fù)載時(shí)的響應(yīng)時(shí)間(恢復(fù)穩(wěn)態(tài)狀況所需的時(shí)間)對(duì)仿真和實(shí)驗(yàn)測(cè)量來(lái)說(shuō)是相同的。
評(píng)論