淺談如何實現開關頻率控制、負載和線路電壓優(yōu)化

　　圖6 – NCP1612評估板在230 V、160 W條件下接近線路過零點時的工作。MOSFET漏極-源極電壓為紅色跡線，而藍色跡線代表的是MOSFET電流。

　　CCFF使寬負載條件下的能效曲線變得更平坦

　　我們基于NCP1611評估板進行了測試（見參考資料［3］）。這電路板是纖?。ê穸鹊陀?3 mm） PFC段，其設計旨在寬交流線路條件下提供160 W功率，如圖7所示。

　　此電路板的設計旨在采用CCFF工作。然而，通過迫使高于2.5 V時的線路電流信號表征來關閉CCFF頻率反走特性，此電路板也可以輕易地采用CrM工作。此外，通過防止線路信號表征下降至低于0.75 V，也可以關閉CCFF工作本身具有的跳周期能力。最后，這種多用性也支持測試三種模式：CrM、CCFF及關閉跳周期的CCFF，提供極佳的相互比較，因為它們在相同的應用中工作，且使用相同的外部元器件。這樣一來，就可以精確地比較這三種模式。

　　公平地比較也要求在有可能實現更好的定制方案時避免過大地影響某種模式的配置。但若每種模式都相同，便可能使其中某種模式不恰當地處于不利地位。此電路的設計要么采用自供電，要么采用外部電壓源供電。出于能效測量起見，第二種方案更宜采用，因為自供電方案中應用電荷泵來為VCC供電的能耗與開關頻率成正比。采用自供電方案將會大幅影響輕載CrM能效。例如，測量結果顯示，在高線路電壓、20%負載時，此電荷泵可能會降低CrM能效達1%，但它不會顯著影響CCFF性能。

　　當PFC段插電時，會出現大電流給大電容充電。此電路板包含NTC來限制浪涌電流。此NTC已經被短路，用于測量能效。

　　圖8顯示了大功率范圍（從5%負載到100%負載）內低線路及高線路電壓時的能效比。右側的 CCFF能效曲線類似于傳統CrM PFC段。在左側的圖中，由于開關損耗的緣故，能效正常下降，直到一個拐點，此時能效又上升，這是CCFF工作的結果。如前所述，當線路電流低于預設值時，CCFF使開關頻率作為瞬時線路電流的函數來線性下降。CCFF閾值設定為約低線路電壓時最大線路電流的20%，及高線路電壓時最大線路電流的近 45%，這可以從圖8中所觀察到的拐點得到印證。

　　要提醒一下的是，CCFF以瞬時線路電流的函數形式工作：當線路電流的信號表征（由 FFcontrol引腳產生）低于2.5 V時，電路降低開關頻率。這就是接近線路過零點時的案例，而無論這是負載多大。因此，開關頻率在線路正弦波最小值時下降，即使是在重負載條件下。這就是大負載時能效也提升了的原因，最少是在高線路電壓條件時就是如此，此時CCFF的影響更大，因為線路電流較小。

　　當瞬時線路電流要變得極小時（在我們的應用中為低于最大電流電平的約5%，見參考資料［1］），電路進入跳周期模式。換句話說，在功率轉換成為低效的瞬間，電路停止工作。與不含跳周期功能的CCFF工作相比，跳周期模式進一步提升了輕載能效（高線路電壓時約提升2%，滿載時約提升5%）。

　　從更普遍的意義上講，圖8顯示出CCFF在低線路電壓條件下低于20%負載時大幅提升能效，而在230 V高線路電壓條件下低于50%負載時開始顯現其優(yōu)勢。

　　應該注意的是，總諧波失真（THD）受跳周期模式功能的影響。即使總諧波失真相對較低，但在要提供優(yōu)異THD性能時，應當禁止使用跳周期模式?？梢詤⒁奛CP1611/2評估板有關功率因數及THD的數據。