電流源設(shè)計(jì)小Tips（一）：如何選擇合適的運(yùn)放

　　圖12

　　此時(shí)，運(yùn)放輸出端電壓基本控制在0.6—0.9V之間，即使TL061也可達(dá)到0.016%，OP07更可達(dá)到0.0001%。

　　如果將運(yùn)放電源VCC與連接負(fù)載的電源VP分開，連接負(fù)載的電源VP為24V，電流源的輸出電壓便可達(dá)到20V以上。

　　可是，三極管的電流增益畢竟是有限的，即使是達(dá)林頓組態(tài)也不過1000，超beta管（通常用在雙極運(yùn)放輸入端）最大也不過10000，IB總會(huì)出現(xiàn)，而且IB通過Rsample流入地，造成Vsample里出現(xiàn)誤差。誤差即1/電流增益。

　　NS有個(gè)電路避免了這個(gè)問題，使用JFET與NPN構(gòu)成一個(gè)無需電流驅(qū)動(dòng)的達(dá)林頓組態(tài)。

　　圖13

　　然而小功率JFET或N MOS并不便宜，而功率N MOSFET并不貴，還可減少一種庫存，因此使用N MOSFET代替NPN即可。

　　圖14

　　MOSFET不需要穩(wěn)定的電流驅(qū)動(dòng)，因此IG造成的Vsample誤差基本可以忽略，ID=IS，一個(gè)近乎完美的鏡像。

　　10W左右的N-MOSFET反而不太便宜，選用100W的IRF530也是明智的，而且為擴(kuò)充輸出功率提供了潛力。

　　本次增加成本：

　　IRF530 1只 單價(jià)3.00元，合計(jì)3.00元

　　合計(jì)成本：6.20元

　　如何選擇合適的運(yùn)放：

　　選擇運(yùn)放依據(jù)需求，每一種運(yùn)放都有適合的用途，而非通用。

　　電流源的需求：

　　1. Vin+=Vin-=Vsample，Vsample=300mV，任何恒溫正常工作狀態(tài)下，誤差源Vin+-Vin-應(yīng)小于Vsample的0.01%=30uV。

　　2. 溫度變化引起的VOS=Vin+-Vin-越小越好。精密儀器都會(huì)要求使用環(huán)境溫度范圍=25+/-10c==15-35C，因此在+/-10C范圍內(nèi)VOS變化應(yīng)小于Vsample的0.01%=30uV。

　　3. 穩(wěn)定電流輸出，不考慮脈沖性能，即可適當(dāng)放寬階躍響應(yīng)要求。

　　4. 低噪聲。

　　5. 價(jià)格越低越好。

　　這是工程上考慮問題的思路，范圍由寬至窄逐級(jí)選擇：

　　1. 之前的負(fù)載調(diào)整率的計(jì)算表明，Aopen越大，Vin+-Vin-越小，很高的Aopen是精密運(yùn)放的典型特征，通常Aopen》120dB=1000000，可用的運(yùn)放為：

　　OP07家族，包括OP07/27/37/177/A277/227。

　　常見的運(yùn)放如LM358/324、TL061/071/081、LF356/357/347等均不屬于精密運(yùn)放，暫不使用。

　　2. 精密運(yùn)放的VOS通常很小，小于1mV，VOS/dT也很小，小于2uV/C，以O(shè)P07為例，VOS/dTmax=1.6uV/C，+/-10C變化+/-16uV，滿足需求。

　　一定會(huì)問：為什么不用VOS/dT典型值計(jì)算（即使LM324也很小），而用最大值？

　　圖15

　　工程設(shè)計(jì)原則而言是冗余量，做工程必須留足冗余量，不留冗余量的通常是學(xué)校作品和新手作品，做工程不能賭博，要盡量考慮到最壞情況，冗余量恰好就是最大值。

　　理論上的解釋，VOS/dT的測(cè)量電路與實(shí)際應(yīng)用電路不同，因此典型值只能作為參考，而非標(biāo)準(zhǔn)。選擇運(yùn)放時(shí)一定要看指標(biāo)的最寬泛范圍。實(shí)際上最大值也只能作為參考，但由于沒有其他電路形式的數(shù)據(jù)支持（事實(shí)上不可操作），只能用最大值做計(jì)算依據(jù)。

　　OP07家族都沒有什么問題，高Aopen和低VOS、VOS/dT總是一起出現(xiàn)，就像電阻的高準(zhǔn)確度和低溫漂總是一起出現(xiàn)。

　　OP07家族的單運(yùn)放還有一個(gè)額外的好處，可以調(diào)零。

　　3. 不考慮階躍響應(yīng)上升沿質(zhì)量時(shí)，無需運(yùn)放在高頻率的增益很大，對(duì)于穩(wěn)定源，運(yùn)放GBW大致1MHz上下即可。運(yùn)放后面的IRF530也非高頻率器件，因此選擇GBW很大的運(yùn)放很浪費(fèi)，而且將來的頻率補(bǔ)償會(huì)相當(dāng)麻煩。當(dāng)然，如果要求電流源工作在脈沖狀態(tài)（很多半導(dǎo)體測(cè)量系統(tǒng)為避免發(fā)熱而必須采用的方式），可相應(yīng)更換運(yùn)放和MOSFET。

　　OP07家族里的OP27/37都是寬帶的，暫不考慮。（指標(biāo)過高，很好很好的運(yùn)放，OP37簡直是曠世杰作）

　　OP07/177/OPA277都是1MHz左右的運(yùn)放。

　　4. OP07家族噪聲足夠低。

　　5. 這個(gè)問題總是很棘手，但OP07很合適，物美價(jià)廉嘛。177也很好，不太貴，OPA277比較貴，但VOS/dT很低，留作備選。

　　還有一種精密運(yùn)放例如icl7650，斬波穩(wěn)零，原文是chopper amp。

　　有一些噪聲，但不大，更好的chopper amp會(huì)通過采樣把低頻噪聲量化為高頻，很容易濾除。

　　Aopen很高》140dB，電源范圍略小，+/-8V，既然電流源架構(gòu)并不要求運(yùn)放輸出動(dòng)態(tài)，也可。

　　最主要的VOS/dT理論上為0，實(shí)際上是長期漂移，由開關(guān)長期的性能不一致性造成。

　　但這種運(yùn)放一旦飽和，很難快速恢復(fù)，這是個(gè)重大缺點(diǎn)。而且很貴。

　　暫選OP07CP，運(yùn)放總是有過多的選擇，眼花繚亂。所以多數(shù)設(shè)計(jì)者總會(huì)用最熟悉的型號(hào)，而不求新。

　　由于電流源里只有1個(gè)運(yùn)放，因此零漂都由運(yùn)放而來，正好是OP07調(diào)零電路最合適應(yīng)用的場(chǎng)合。

　　調(diào)零電路參見OP07 datasheet，需要做適當(dāng)改進(jìn)，將20k電位器拆分為9.1k+2k電位器+9.1k，提高調(diào)整精度。

　　圖16

　　本次增加成本

　　OP07CP 1只 單價(jià)1.20元，合計(jì)1.20元

　　9.1k Ohm電阻 2只 單價(jià)0.01元，合計(jì)0.02元

　　2k Bouns 10圈精密微調(diào)3296電位器 1只 單價(jià)2.00元，合計(jì)2.00元。

　　合計(jì)3.22元

　　合計(jì)成本：9.42元

　　如何解決振蕩問題：

　　相信還沒有人動(dòng)手，最好已經(jīng)搭好了上面提到的電路。然而卻發(fā)現(xiàn)根本不能用，不是上來就振，就是電流一大就開始振。

　　一頭霧水，反饋看似是負(fù)反饋，而且用NPN就基本不會(huì)振，很奇怪，也很氣憤，因?yàn)闆]有辦法，也沒有思路。

　　這是負(fù)反饋的固有問題，凡負(fù)反饋都有機(jī)會(huì)振蕩，只要相位出問題。

　　然而，還有一句話，凡負(fù)反饋的振蕩問題都可解決。先吃一顆定心丸。

　　解決振蕩問題就是剪裁頻率響應(yīng)曲線的過程。因此必須首先得到開環(huán)增益Aopen和反饋系數(shù)F的頻率響應(yīng)。

　　反饋系數(shù)F就是1，在波特圖上是0dB線。

　　開環(huán)增益Aopen麻煩一點(diǎn)，根據(jù)39樓電路，首先畫出小信號(hào)等效電路。

　　開環(huán)分為三部分：

　　1. 運(yùn)放

　　2. MOSFET輸入

　　3. MOSFET輸出

　　圖17

　　這個(gè)電路的傳遞函數(shù)由于Cgs不接地并且與壓控電流源gmVgs耦合而不太好算，在學(xué)校帶畢設(shè)的時(shí)候曾經(jīng)讓一個(gè)學(xué)生推過一次，就是不知道二極管符號(hào)幾個(gè)三角的學(xué)生。他很嚴(yán)謹(jǐn)而且敬業(yè)，不僅推出來還檢查了三遍，交給學(xué)校培養(yǎng)真是浪費(fèi)了。

　　傳遞函數(shù)算出來是一個(gè)一寸高兩寸寬的拉普拉斯變換，實(shí)在沒有時(shí)間再推一遍，不過如果忽略某些不太重要的量，由于Rsample很小，而與Cgs接地時(shí)差不太多。

　　圖18

　　運(yùn)放之后的Ro是運(yùn)放的輸出電阻，即運(yùn)放輸出級(jí)的限流電阻，大致在200 Ohm左右。可以由以下方法大致推出：

　　非規(guī)到軌運(yùn)放臨界飽和輸出電壓為Vcc-4V，最大輸出電流20mA左右，限流電阻約200 Ohm左右。

　　Cgs比較復(fù)雜，按datasheet上的說明，Ciss=760pF@Vgs=0/VDS=25V，但VDS減小和Vgs增大會(huì)使Ciss增大到約1000pF。

　　圖19

　　同時(shí)圖中省略了跨導(dǎo)電容Crss，Crss可通過密勒定理等效在輸入和輸出端的小電容，很小而忽略。

　　gm是個(gè)問題，雖然可以查到直流gm，大致為7@Id=8A/VDS=50V，但實(shí)際用在Id=100mA/VDS《20V，根據(jù)datasheet中的輸出特性曲線可以看到在飽和區(qū)gm隨Id減小而減小，與VDS關(guān)系不大，在可變電阻區(qū)，