基于載波移相的級(jí)聯(lián)多電平并網(wǎng)逆變器研究

2．1 主電路拓?fù)浼翱刂撇呗?BR>圖2示出并網(wǎng)逆變器的主電路拓?fù)?。各H橋單元均采用相同電壓的直流電壓源、較低開關(guān)頻率的SPWM策略、相同的調(diào)制信號(hào)、相同的載波比和調(diào)制比；不同的是每個(gè)H橋單元的載波依次錯(cuò)開一定的角度，因此，逆變器輸出的是一個(gè)階梯波，更接近于正弦波，能有效消除輸出諧波。

設(shè)單相逆變器系統(tǒng)主電路由N個(gè)H橋單元組成，采用雙極性三角載波移相SPWM控制策略，則一個(gè)H橋的輸出電壓表達(dá)式為：

由式(1)和式(2)可知，uo的最大諧波集中在2N倍的載波頻率附近，輸出電壓提高N倍，等效開關(guān)頻率提高2N倍。
圖3以3個(gè)H橋級(jí)聯(lián)為例，一個(gè)H橋單元左右橋臂的三角載波信號(hào)相差π，則每個(gè)H橋比前一個(gè)H橋的三角載波信號(hào)滯后π／N。 圖3中載波信號(hào)1～6分別與圖2中的H1左橋臂、H2左橋臂、H3左橋臂、H1右橋臂、H2右橋臂、H3右橋臂相對(duì)應(yīng)。以H1為例分析，在t0～t1時(shí)段內(nèi)，VT12和VT14導(dǎo)通，H1處于旁路狀態(tài)，輸出為0；在t1～t2時(shí)段內(nèi)，VT11和VT14導(dǎo)通，H1輸出為E；在t2～t3時(shí)段內(nèi)，VT11和VT13導(dǎo)通，H1處于旁路狀態(tài)，輸出為0；在t3～t4時(shí)段內(nèi)，VT12和VT14導(dǎo)通，H1處于旁路狀態(tài)，輸出為0；在t4～t5時(shí)段內(nèi)，VT12和VT13導(dǎo)通，H1輸出為-E；在t5～t6時(shí)段內(nèi)，VT11和VT13導(dǎo)通，H1處于旁路狀態(tài)，輸出為0；因此H1輸出為E，0，-E3種狀態(tài)。同樣H2和H3輸出亦為E，0，-E 3種狀態(tài)。Ho是H1，H2和H3輸出之和，即有圖3所示的3E，2E，E，0，-E，-2E，-3E 7種電平狀態(tài)。

2．2 DSP+CPLD實(shí)現(xiàn)載波移相
3個(gè)H橋級(jí)聯(lián)需要6個(gè)相位依次相差π／3的三角載波，而TMS320F2812上只有4個(gè)獨(dú)立的定時(shí)計(jì)數(shù)器，不能實(shí)現(xiàn)輸出6列載波信號(hào)。因此需要
采用DSP+CPLD相結(jié)合的方法來實(shí)現(xiàn)。如圖4所示，定時(shí)計(jì)數(shù)比較器由6個(gè)計(jì)數(shù)器和6個(gè)比較器組成，計(jì)數(shù)器由時(shí)鐘分頻器提供時(shí)鐘信號(hào)，6個(gè)計(jì)數(shù)器進(jìn)行雙向增減模式計(jì)數(shù)，分別產(chǎn)生在時(shí)間上錯(cuò)開T／6(T為計(jì)數(shù)器的周期)的6列三角載波信號(hào)，如圖3中載波信號(hào)1～6所示。

DSP輸出的脈寬比較值數(shù)據(jù)先由數(shù)據(jù)鎖存器進(jìn)行鎖存，數(shù)據(jù)送到定時(shí)計(jì)數(shù)比較器中進(jìn)行死區(qū)處理，之后6個(gè)比較器將計(jì)數(shù)器的值與脈寬比較值進(jìn)行實(shí)時(shí)比較，輸出12路PWM波形。每個(gè)計(jì)數(shù)器在達(dá)到計(jì)數(shù)周期值時(shí)均會(huì)產(chǎn)生中斷信號(hào)，該中斷信號(hào)通過一定時(shí)間的延時(shí)可直接送到DSP
的捕獲口，而保護(hù)信號(hào)與CPLD實(shí)時(shí)通信，無延時(shí)，實(shí)現(xiàn)DSP與CPLD協(xié)同工作。由于載波移相調(diào)制方法各個(gè)載波依次錯(cuò)開T／6時(shí)間，故該6個(gè)中斷信號(hào)不會(huì)有時(shí)間上的重疊，因而不會(huì)造成中斷信號(hào)沖突。DSP響應(yīng)外部中斷后進(jìn)入中斷子程序進(jìn)行A／D采樣和相應(yīng)的脈寬比較值計(jì)算，再將這些數(shù)據(jù)送到CPLD。如此循環(huán)，實(shí)現(xiàn)12路帶死區(qū)的PWM控制信號(hào)的輸出。
2．3 并網(wǎng)電流控制策略
并網(wǎng)逆變器選擇電流閉環(huán)控制，只需要控制逆變器，使其輸出的電流跟蹤電網(wǎng)電壓相位就能實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)運(yùn)行，因此控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)和算法實(shí)現(xiàn)相對(duì)簡(jiǎn)單，控制系統(tǒng)穩(wěn)定性好。電流環(huán)的數(shù)學(xué)模型如圖5所示。

由圖5可得系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為：

式中：Udc為直流側(cè)電壓；Ip為交流側(cè)電流的峰值；ω為交流電流的角頻率；△Im為諧波電流脈動(dòng)最大允許值；Up為電網(wǎng)電壓的峰值。

3 仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果
在Matlab的Simulink環(huán)境下進(jìn)行仿真，參數(shù)設(shè)置為：直流側(cè)電壓450 V，并網(wǎng)電流峰值5 A，頻率50 Hz，采樣頻率7．5 kHz，濾波電感7．5 mH，對(duì)級(jí)聯(lián)7電平并網(wǎng)進(jìn)行仿真。
由仿真可知，級(jí)聯(lián)7電平并網(wǎng)輸出電壓和電流波形更加接近于正弦波，THD分別為20．93％和1．1％；逆變器輸出電壓最大諧波集中在45 kHz附近，與理論分析相符合。
在理論分析和仿真基礎(chǔ)上，建立了單相級(jí)聯(lián)7電平并網(wǎng)逆變器實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)，系統(tǒng)由主電路、電流電壓檢測(cè)電路、DSP控制單元、基于CPLD的12路PWM發(fā)生單元、驅(qū)動(dòng)保護(hù)電路和并網(wǎng)電感等組成；主電路采用3個(gè)H橋組成單相級(jí)聯(lián)并網(wǎng)逆變器，可實(shí)現(xiàn)7電平輸出。實(shí)驗(yàn)參數(shù)：電網(wǎng)相電壓220 V，頻率50 Hz；每個(gè)H橋單元直流側(cè)電壓150 V，濾波電感7．5 mH，開關(guān)頻率7．5 kHz，PI調(diào)節(jié)器參數(shù)為Kp=0．09，KI=0．14。

圖6a為穩(wěn)態(tài)工作時(shí)逆變器輸出7電平電壓波形；圖6b表明系統(tǒng)具有較好的穩(wěn)態(tài)性能；當(dāng)并網(wǎng)電流(峰值)由2．5 A到5 A突變時(shí)，系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)波形如圖6c所示；電流的響應(yīng)速度快，無沖擊電流，證明該系統(tǒng)具有較好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。

4 結(jié)論
仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，將載波移相技術(shù)應(yīng)用于級(jí)聯(lián)多電平并網(wǎng)逆變器，能實(shí)現(xiàn)在較低的器件開關(guān)頻率下輸出電流電壓的諧波含量低，系統(tǒng)暫穩(wěn)態(tài)性能良好，等效開關(guān)頻率高，降低了開關(guān)損耗，因此這種并網(wǎng)逆變器在高壓大功率逆變器領(lǐng)域具有較好的應(yīng)用前景。