基于反激變換器的一種新型單級功率因數(shù)校正電路的研究
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通信電源由于對輸入電流諧波具有嚴(yán)格的要求，一般采用兩級功率因數(shù)校正的方法來獲得單位功率因數(shù)和精確的調(diào)節(jié)輸出電壓 [1]。在小功率應(yīng)用中，該方法由于效率低、電路復(fù)雜、成本高，很不適合。單級功率因數(shù)校正方法[2] [3]通過降低成本和電路復(fù)雜程度得到了廣泛的應(yīng)用。目前，單級PFC的主要結(jié)構(gòu)是把boost 輸入電流整形器和DC/DC變換器組合在一起共用一個(gè)功率開關(guān)管和控制器[4]。在這些單級PFC變換器中，儲能電容電壓隨輸入電壓變化而變化，而且變化范圍大。電容電壓在輸入低電壓時(shí)約130V，在輸入高電壓時(shí)高于400V。電壓變化范圍大對變換效率有很大的影響，而且功率開關(guān)管要承受很大的電壓應(yīng)力。為解決這些問題，本文提出了一種新的單相反激功率因數(shù)校正電路。該電路費(fèi)用低、效率高、儲能電容電壓被箝位、能實(shí)現(xiàn)輸入輸出隔離和降壓變換等優(yōu)點(diǎn)。本文分析了電路的工作原理，討論了變壓器原邊電感對占空比及輸入電流諧波的影響，并且把該方法可以應(yīng)用在其它拓?fù)渲械贸鲂碌墓β室驍?shù)校正電路。
2 電路和工作原理
新型單相反激功率因數(shù)校正電路如圖1所示：
2．1 電路的組成
T1、Q1、D1、C1、Load構(gòu)成電路的主支路，T2、D2組成電路的輔助支路。儲能電容C2通過D5充電到輸入電壓的峰值電壓作為輔助支路的輸入電壓。由于兩個(gè)并聯(lián)反激支路同時(shí)工作，使用二極管D3、D4來防止這兩個(gè)支路之間的循環(huán)電流。該變換器由輸入電壓Vin和儲能電容C2同時(shí)給負(fù)載供電。盡管輸入電壓Vin給負(fù)載提供大部分能量。但是，當(dāng)輸入電壓很小時(shí)，負(fù)載的能量主要由儲能電容C2提供。兩個(gè)變壓器可以在不連續(xù)導(dǎo)電模式或連續(xù)導(dǎo)電模式下工作。對于小功率應(yīng)用，為了提高效率，兩個(gè)變壓器都工作在不連續(xù)導(dǎo)電模式。反激變換器工作在DCM下可以很方便的用于功率因數(shù)校正。
2．2 工作原理
電路在一個(gè)開關(guān)周期的主要理論波形如圖2所示。
在一個(gè)開關(guān)周期中，該變換器有4種開關(guān)狀態(tài)。在分析之前作出如下假設(shè)：
?、?兩個(gè)變壓器都工作在不連續(xù)導(dǎo)電模式；
② 由于開關(guān)頻率遠(yuǎn)大于交流電源的頻率，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)輸入電壓保持不變；
③ 儲能電容C2足夠大，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)電壓幾乎不變，大小為輸入電壓的峰值；
（1）開關(guān)模態(tài)1 [t0—t1]
在t=t0時(shí)，開關(guān)管Q1導(dǎo)通，T1、T2的原邊電感（其大小分別為LT1、LT2）分別由輸入電壓Vin和電容C2線性充電。其增長率分別為：
?。?）開關(guān)摸態(tài)2 [t1—t2]
在t=t1時(shí)，開關(guān)管Q1關(guān)斷，變壓器副邊的二極管D1、D2開始導(dǎo)通，儲存在變壓器磁場中的能量開始釋放，一方面給C1充電，另一方面給負(fù)載供電。變壓器T1、T2副邊電流開始下降，其下降速度為：
在t=t2時(shí)，變壓器T2副邊電流下降為零，變壓器T2磁復(fù)位。在此過程中，變壓器磁芯被去磁。開關(guān)管Q1承受的電壓為Vin+V0﹒n1和Vc+V0﹒n2之間的最大值。˙
（3）開關(guān)摸態(tài)3 [t2—t3]
在t=t2時(shí)，T2磁復(fù)位，T1磁芯繼續(xù)去磁，給負(fù)載傳遞能量。開關(guān)管Q1承受的電壓為Vin+V0﹒n2和Vc之間的最大值。在t=t3時(shí)，變壓器T1磁復(fù)位。
（4）開關(guān)摸態(tài)4 [t3—t0]
在t=t3時(shí)，T1、T2磁復(fù)位。由輸出濾波電容C1 給負(fù)載供電，開關(guān)管的電壓為電容電壓。當(dāng)t=t0時(shí)又開始下一個(gè)新的開關(guān)周期。
3 變壓器T1、T2原邊電感比值的設(shè)計(jì)
設(shè)計(jì)該電路的主要任務(wù)是確定每個(gè)支路傳遞多少功率給負(fù)載。主支路與輔助支路之間的功率分布決定輸入電流的諧波含量，而變壓器T1、T2的電感值決定功率分布。PMAIN、PAUX分別表示主支路和輔助支路傳遞的功率。
下面分析LT1、LT2、PMAIN、PAUX、角頻率w之間的關(guān)系。
由圖4可以得出，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，變壓器T1、T2原邊的峰值電流為：
ILT1,PK(wt)=Vin(wt)/(LT1﹒f)﹒d(wt) …… (1)
ILT2,PK(wt)=VC/(LT2﹒f) d(wt) …… (2)
(其中，Vin(wt)是輸入電壓的瞬時(shí)值，f是開關(guān)頻率，d(wt)是占空比，為交流電源角頻率的函數(shù)。)
iLT1、iLT2在一個(gè)開關(guān)周期的平均值為：
則每個(gè)支路的輸入功率為：
由輸入輸出功率平衡得：PLT1,AVG(wt)+PLT2,AVG(wt)=P0=V02/R (7)
將Vin(wt)=Vin,peaksin(wt) , VC=Vin,peak代入式（7），得
由式（5）、（6）、（8）得
令P0=100w,r=LT1/LT2=0.1，（由后面的分析知，取LT1/LT2＝0.1比較合適）主支路與輔助支路在交流電源半個(gè)周期內(nèi)處理的功率分布如圖3所示
由圖3可以看出，當(dāng)角頻率w在0附近或 附近，即輸入電壓很小時(shí)，負(fù)載大部分能量由輔助支路提供。
在交流電源的一個(gè)周期內(nèi)，主支路和輔助支路傳遞的平均功率為：
?。ㄆ渲蠺1=0.02s，為交流電源的周期，w=2
由式（11）、（12），得主支路傳遞功率的百分比
將T1=0.02，w=2
由式（14）知，主支路傳遞功率的百分比
由圖可知，當(dāng)LT1/LT2很小時(shí)，主支路傳遞的功率很大，在輸入電壓接近零時(shí)，主支路上的電流就很大，輸入電流的諧波含量會相應(yīng)增加。當(dāng)LT1/LT2很大時(shí)，輔助支路傳遞的功率就會變大，在輸入電壓接近峰值電壓時(shí)，儲能電容C2上的峰值電流就會很大，輸入電流的諧波含量也會相應(yīng)增加。
設(shè)計(jì)要考慮的另外一個(gè)因數(shù)是占空比的變化，由式（8）可以看出，占空比變化的頻率
是交流電源頻率的兩倍。當(dāng)wt=0或 時(shí)，占空比達(dá)到最大值dmax，當(dāng)wt=
因此，當(dāng)變換器工作在DCM下，最大占空比與最小占空比的比值僅與LT1/LT2相關(guān)。占空比變化不能太大，也就是r不能太小，即LT1/LT2不能太小。綜合上述分析及由圖4知，LT1/LT2在0.1附近比較合適，即主支路處理的功率占總功率的70％左右。
4 該方法在其它拓?fù)渲械膽?yīng)用
本文提出的新型單級功率因數(shù)校正電路是基于反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。在其它拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（如forward、boost、SEPIC等）中運(yùn)用該方法可以得到新的變換器。這些變換器主要應(yīng)用在電池充電器上。對boost變換器應(yīng)用該方法得到的新型boost功率因數(shù)預(yù)調(diào)節(jié)器如圖5所示。該變換器主要應(yīng)用在高電壓電池充電器上[5]。
5 結(jié)論
本文介紹了一種簡單的單相反激功率因數(shù)校正電路，該電路僅用一個(gè)有源開關(guān)和一個(gè)控制環(huán)就可快速的調(diào)節(jié)輸出電壓。與兩級方法相比，該電路的主要優(yōu)點(diǎn)是結(jié)構(gòu)簡單、效率高；與其它單級方法相比，儲能電容電壓被箝位，電壓值的大小等于輸入電壓的峰值。對功率開關(guān)管沒有產(chǎn)生附加的電壓應(yīng)力，這使得輸入電壓范圍很寬。該方法可以應(yīng)用在其它拓?fù)渲校ㄈ鏵orward、boost、SEPIC等）。
參考文獻(xiàn)
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[5] D.Marquet，F(xiàn).s.Miguel，and J.P.Gabillet，“New power supply optimized for new telecom networks and services,”in Proc.Int.Telecom.Energy Conf.1999,pp.25-31.
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