三電平Buck-Boost雙向變換器的仿真研究
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1981年Akira Nabae教授提出三電平逆變器[8]，因其低開關(guān)管電壓應(yīng)力受到人們廣泛興趣；1992年P(guān)inheiro教授針對三電平這一優(yōu)點提出三電平零電壓開關(guān)PWM直流變換器(Three-Level Zero-Voltage-Switching PWM Converter, TL ZVS PWM變換器)[5]；2002年阮新波教授應(yīng)用兩種基本三電平單元，推導(dǎo)出所有基本直流變換器的三電平拓撲[6]。但已有三電平直流變換器還存在以下不足（1）變換器能量單向流動，（2）變換器實現(xiàn)軟開關(guān)復(fù)雜[7]。本文給出了輸入輸出共地式與輸入輸出不共地式兩種三Buck-Boost雙向變換器(Three-Level Buck-Boost Bi- directional Converter，簡稱TL Buck-Boost BDC)電路拓撲，及其交錯互補控制方案；進行穩(wěn)態(tài)工作原理分析，歸納出變換器的優(yōu)缺點，指出在電感電流交錯變化模式下所有開關(guān)管自動ZVS，為今后進一步研究打下理論基礎(chǔ)。
1 輸入輸出共地式TL Buck-Boost BDC穩(wěn)態(tài)原理
圖1（a）給出了輸入輸出共地式TL Buck-Boost BDC，其中Cblock為隔直電容，穩(wěn)態(tài)時，其電壓為1端口電壓U1的一半。Q1、Q2、Q3、Q4是四只開關(guān)管，D1、D2 、D3 、D4分別是其體二極管，Lf是濾波電感，Cf1、Cf2是濾波電容。
在分析工作原理之前，作如下假設(shè)：
1) 所有開關(guān)管、二極管、電感、電容均為理想器件；
2) Cblock可以看成電壓為U1/2的電壓源；
3) 兩端口電容足夠大，等效為電壓源U1、U2。
在該變換器中，控制方案的合理選取十分關(guān)鍵，文中方案選取基于以下考慮：若讓Q1、Q4同時導(dǎo)通，則U1、Q1、Cblock、Q4形成環(huán)路，因U1 Ucblock，則回路中會出現(xiàn)大電流，不可取；同理，Q2、Q3也不能同時導(dǎo)通。所以該變換器中四個開關(guān)管采取如下的交錯互補驅(qū)動信號： Q1、Q4驅(qū)動信號互補，Q2、Q3驅(qū)動信號互補； Q1和Q2交錯工作，驅(qū)動信號相差180°相角；Q3和Q4交錯工作，驅(qū)動信號相差180°相角。
1.1 穩(wěn)態(tài)工作原理
穩(wěn)態(tài)工作時，不同占空比(D0.5 ,D=0.5，D>0.5)，變換器工作模式有所不同。在同一占空比情況下，電感電流iLf分別為恒大于零，交錯變化或恒小于零時，變換器的工作情況也各不相同。因此
根據(jù)占空比D與電感電流iLf的不同，變換器共有9種工作模式，如表1所示。這里選取D>0.5（D0.5 ，D=0.5的工作情況與D>0.5的分析方法和結(jié)論類似，因篇幅限制，文中不再贅述）下的三種典型模式進行分析，主要原理波形如圖2所示。電感電流iLf過零時，一個開關(guān)周期內(nèi)變換器共有8種開關(guān)模態(tài)，如圖3所示。電感電流恒大于零和恒小于零時，變換器的工作模態(tài)分別是電感電流過零時8種工作模態(tài)中的四種工作模態(tài)，見圖2。
1.1.1 電感電流恒大于零的工作模態(tài)分析
1）開關(guān)模態(tài)1[t0，t2][圖3（2）]
t0時刻之前，電感電流iLf從A向U2方向（定義為正向電感電流方向）流過Q2、Cblock、D4。t0時刻，Q4關(guān)斷，Q1開通，iLf流過Q1、Q2。AB間電壓為U1，Q3、Q4上的電壓為U1/2。iLf線性增加。
2）開關(guān)模態(tài)2[t2，t4] [圖3（3）]
t2時刻，Q2關(guān)斷，Q3開通，iLf流過Q1、Cblock、D3，Cblock充電，AB間電壓為U1/2，Q2、Q4上的電壓為U1/2。電感iLf電流線性減少。
3）開關(guān)模態(tài)3[t4，t6] [圖3（6）]
t4時刻，Q3關(guān)斷，Q2開通，iLf流過Q1、Q2， AB間電壓為U1，Q3、Q4上的電壓為U1/2。電感iLf電流線性增加。該開關(guān)模態(tài)與開關(guān)模態(tài)1相同。
4）開關(guān)模態(tài)4[t6，t8] [圖3（7）]
t6時刻，Q1關(guān)斷，Q4開通。iLf流過D4、Cblock、Q2， Cblock放電，AB間電壓為U1/2，Q1、Q3上的電壓為U1/2。iLf線性減少。
t8時刻，Q4關(guān)斷，Q1開通，開始下一個周期。
可見，電感電流恒大于零時，能量從1端口流向2端口，變換器工作在buck方式；輸出電壓U2=DU1，各個開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力為U1/2，為對應(yīng)二電平變換器的一半。
1.1.2 電感電流恒小于零的工作模態(tài)分析
電感電流恒小于零時，與電感電流恒大于零類似，拓撲一個周期也有四個開關(guān)模態(tài)，從圖3的（1）→（4）→（5）→（8）→（1）。能量從2端口流向1端口，變換器工作在boost方式；輸出電壓U2=DU1，各個開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力也為U1/2。
1.1.3 電感電流交替變化的工作模態(tài)分析
1）開關(guān)模態(tài)1 [t0，t1] [圖3(1)]
t0時刻之前， iLf反向流過D2、Cblock 、Q4。t0時刻，Q4關(guān)斷，iLf經(jīng)D1、D2續(xù)流，Q1零電壓開通，AB間電壓為U1，Q3、Q4上承受的電壓為U1/2。iLf線性減小，見圖2。
2) 開關(guān)模態(tài)2 [t1，t2] [圖3(2)]
t1時刻，該反向iLf下降為零，并經(jīng)Q1、Q2正向增加，D1、D2關(guān)斷。AB間電壓仍為U1，Q3、Q4上電壓為U1/2。
3）開關(guān)模態(tài)3[t2，t3] [圖3(3)]
t2時刻，Q2關(guān)斷，iLf流過Q1、Cblock、D3，Q3零電壓開通。Cblock充電，AB間電壓為U1/2，Q2和Q4上電壓為U1/2。正向iLf線性減小。
4）開關(guān)模態(tài)4[t3，t4] [圖3(4)]
t3時刻，該正向iLf下降為零，并經(jīng)D1、Cblock、Q3反向增加，D3關(guān)斷。Cblock放電，AB間電壓為U1/2，Q2和Q4上電壓為U1/2。
5）開關(guān)模態(tài)5[t4，t5] [圖3(5)]
t4時刻，關(guān)斷Q3， D1、D2續(xù)流，Q2零電壓開通，AB間電壓為U1，Q3和Q4上的電壓為U1/2。反向iLf線性減少。該開關(guān)模態(tài)與開關(guān)模態(tài)1相同。
6）開關(guān)模態(tài)6[t5，t6] [圖3(6)]
t5時刻，該反向iLf下降為零，并經(jīng)Q1、Q2正向增加，D1、D2自然關(guān)斷。AB間電壓為U1，Q3、Q4上的電壓為U1/2。該開關(guān)模態(tài)與開關(guān)模態(tài)2相同。
7）開關(guān)模態(tài)7[t6，t7] [圖3(7)]
t6時刻，Q1關(guān)斷，iLf流過D4、Cblock、Q2，Q4零電壓開通，Cblock放電，AB間電壓為U1/2，Q1、Q3上的電壓為U1/2。正向iLf線性減小。
8）開關(guān)模態(tài)8[t7，t8] [圖3(8)]
t7時刻，該正向iLf下降為零，并經(jīng)D2、Cblock和Q4反向增加，D4關(guān)斷。Cblock充電，AB間電壓為U1/2，Q1和Q3上的電壓為U1/2。iLf線性增加。
t8時刻，Q4關(guān)斷，Q1開通，開始下一個周期。
由上分析可知，電感電流交替變化工作時，所有開關(guān)管均零電壓開關(guān)，二極管自然關(guān)斷，沒有反向恢復(fù)電流。
1.2 基本關(guān)系
穩(wěn)態(tài)時，由電感電壓伏秒積平衡，可得到UCblock=U1/2，與原理分析前的假設(shè)2)一致。啟動時，Cblock有一個建壓的過程，Q1、Q4出現(xiàn)瞬時過壓，也即存在啟動期間開關(guān)管應(yīng)力不均問題，須在今后研究中尋找合理的解決方案。
U2和U1的電壓關(guān)系：
電感電流iLf的脈動為：
其中，Ts＝1/fs是開關(guān)周期，fs是開關(guān)頻率；Ton為開關(guān)管的導(dǎo)通時間，Toff為開關(guān)管的截止時間。D＝Ton/Ts為占空比；△ILf、ILfmin和ILfmax分別為的電感電流脈動值、電感電流最小值和最大值。
2 輸入輸出不共地式TL Buck- Boost BDC穩(wěn)態(tài)原理
圖1（b）給出了輸入/輸出不共地式Buck-Boost TL BDC。Q1、Q2、Q3、Q4是四只開關(guān)管，D1、D2 、D3 、D4是它們的體二極管，Lf是濾波電感，Cb1、Cb2是均壓電容，Cf2是濾波電容。各開關(guān)管給與輸入輸出共地式TL Buck–Boost BDC相同的驅(qū)動信號驅(qū)動，其工作方式相似，這里不再贅述。與輸入輸出共地式 Buck-Boost BDC相比，不存在啟動問題，但也有以下不足：
1）Cb1，Cb2分壓不均，導(dǎo)致開關(guān)管應(yīng)力不均。
2）輸入輸出不共地，抗干擾能力差。
3 仿 真
為了驗證本文所提控制方案的可行性，本節(jié)利用Saber對電路進行仿真分析。仿真所用參數(shù)如下：
·iLf恒大于零：U1=270VDC，D=0.8，I2=6A，fs=50kHz，Lf=350uH，Cf1=350uF；
·iLf交錯變化：U1=270VDC，D=0.8，I2=6A，fs=50kHz，Lf=35uH，Cf1=350uF；
·iLf恒小于零：U2=200VDC，D=0.8，I1=2.5A，fs=50kHz，Lf=350uH，Cf2=350uF；
由仿真波形可以得到以下結(jié)論：
1）比較圖4（a~c）中電感電流：iLf平均值可以正負改變，變換器為雙向變換器；
2）圖4（a~c）中隔直電容電壓Vcblock穩(wěn)定在U1/2，與理論分析一致；
3）圖4（a~c）中Vds（Q1）、Vds（Q3）波形可知，開關(guān)管承受電壓為U1/2，為二電平Buck-Boost BDC[12]的一半,與理論分析一致；
4）圖4（a~e）中VAB頻率為驅(qū)動信號Vgs的一倍，且相對于二電平Buck-Boost BDC變換器，VAB脈動從U1－0減小為U1－U1/2（D0.5下為U1/2－0），脈動值降低一半，這有利減小濾波器的體積和重量，提高變換器的動態(tài)性能；
5）分析圖4（a~c）中iCblock與iLf，電感電流交替變化工作模態(tài)下，二極管自然關(guān)斷，沒有反向恢復(fù)電流，開關(guān)管均為零電壓開關(guān)；
6） 交錯控制方案使電感電流上升時間與下降時間均分一個周期，相對于非交錯控制方案，電感電流紋波最小。如圖4（d）、（e）所示，其中實線為 交錯控制方案。
4 結(jié) 語
本文提出二種三電平Buck-Boost雙向變換器電路拓撲及其交錯互補控制方案，詳細分析了D>0.5的三種典型工作方式，導(dǎo)出了基本關(guān)系，驗證了控制方案的可行性，為進一步研究打下理論基礎(chǔ)。
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