在SMPS應用中選擇IGBT和MOSFET的比較

　　公式1 獲得所需導通di/dt的柵極驅動阻抗

　　把平均GFS值運用到公式1中，得到柵極驅動電壓Vdrive=10V，所需的 di/dt=600A/μs，F(xiàn)CP11N60典型值VGS（avg）=6V，Ciss=1200pF；于是可以計算出導通柵極驅動阻抗為37Ω。由于在圖3的曲線中瞬態(tài)GFS值是一條斜線，會在Eon期間出現(xiàn)變化，意味著di/dt也會變化。呈指數(shù)衰減的柵極驅動電流Vdrive和下降的Ciss作為 VGS的函數(shù)也進入了該公式，表現(xiàn)具有令人驚訝的線性電流上升的總體效應。

　　同樣的，IGBT也可以進行類似的柵極驅動導通阻抗計算，VGE（avg） 和 GFS可以通過IGBT的轉換特性曲線來確定，并應用VGE（avg）下的CIES值代替Ciss。計算所得的IGBT導通柵極驅動阻抗為100Ω，該值比前面的37Ω高，表明IGBT GFS較高，而CIES較低。這里的關鍵之處在于，為了從MOSFET轉換到IGBT，必須對柵極驅動電路進行調(diào)節(jié)。

　　傳導損耗需謹慎

　　在比較額定值為600V的器件時，IGBT的傳導損耗一般比相同芯片大小的600 V MOSFET少。這種比較應該是在集電極和漏極電流密度可明顯感測，并在指明最差情況下的工作結溫下進行的。例如，F(xiàn)GP20N6S2 SMPS2 IGBT 和 FCP11N60 SuperFET均具有1℃/W的RθJC值。圖4顯示了在125℃的結溫下傳導損耗與直流電流的關系，圖中曲線表明在直流電流大于2.92A后， MOSFET的傳導損耗更大。

　　圖4 傳導損耗直流工作

　　圖5 CCM升壓PFC電路中的傳導損耗

　　不過，圖4中的直流傳導損耗比較不適用于大部分應用。同時，圖5中顯示了傳導損耗在CCM （連續(xù)電流模式）、升壓PFC電路，125℃的結溫以及85V的交流輸入電壓Vac和400 Vdc直流輸出電壓的工作模式下的比較曲線。圖中，MOSFET-IGBT的曲線相交點為2.65A RMS。對PFC電路而言，當交流輸入電流大于2.65A RMS時，MOSFET具有較大的傳導損耗。2.65A PFC交流輸入電流等于MOSFET中由公式2計算所得的2.29A RMS。MOSFET傳導損耗、I2R，利用公式2定義的電流和MOSFET 125℃的RDS（on）可以計算得出。把RDS（on）隨漏極電流變化的因素考慮在內(nèi)，該傳導損耗還可以進一步精確化，這種關系如圖6所示。

　　圖6 FCP11N60（MOSFET）： RDS（on）隨IDRAIN和VGE的變化

　　一篇名為“如何將功率MOSFET的RDS（on）對漏極電流瞬態(tài)值的依賴性包含到高頻三相PWM逆變器的傳導損耗計算中”的IEEE文章描述了如何確定漏極電流對傳導損耗的影響。作為ID之函數(shù)，RDS（on）變化對大多數(shù)SMPS拓撲的影響很小。例如，在PFC電路中，當FCP11N60 MOSFET的峰值電流ID為11A——兩倍于5.5A （規(guī)格書中RDS（on） 的測試條件） 時，RDS（on）的有效值和傳導損耗會增加5％。

　　在MOSFET傳導極小占空比的高脈沖電流拓撲結構中，應該考慮圖6所示的特性。如果FCP11N60 MOSFET工作在一個電路中，其漏極電流為占空比7.5%的20A脈沖 （即5.5A RMS），則有效的RDS（on）將比5.5A（規(guī)格書中的測試電流）時的0.32歐姆大25%。

　　公式2 CCM PFC電路中的RMS電流

　　式2中，Iacrms是PFC電路RMS輸入電流；Vac是 PFC 電路RMS輸入電壓；Vout是直流輸出電壓。

　　在實際應用中，計算IGBT在類似PFC電路中的傳導損耗將更加復雜，因為每個開關周期都在不同的IC上進行。IGBT的VCE（sat）不能由一個阻抗表示，比較簡單直接的方法是將其表示為阻抗RFCE串聯(lián)一個固定VFCE電壓，VCE（ICE）=ICE×RFCE+VFCE。于是，傳導損耗便可以計算為平均集電極電流與VFCE的乘積，加上RMS集電極電流的平方，再乘以阻抗RFCE。

　　圖5中的示例僅考慮了CCM PFC電路的傳導損耗，即假定設計目標在維持最差情況下的傳導損耗小于15W。以FCP11N60 MOSFET為例，該電路被限制在5.8A，而FGP20N6S2 IGBT可以在9.8A的交流輸入電流下工作。它可以傳導超過MOSFET 70% 的功率。

　　雖然IGBT的傳導損耗較小，但大多數(shù)600V IGBT都是PT （Punch Through，穿透） 型器件。PT器件具有NTC （負溫度系數(shù)）特性，不能并聯(lián)分流?；蛟S，這些器件可以通過匹配器件VCE（sat）、VGE（TH） （柵射閾值電壓） 及機械封裝以有限的成效進行并聯(lián)，以使得IGBT芯片們的溫度可以保持一致的變化。相反地，MOSFET具有PTC （正溫度系數(shù)），可以提供良好的電流分流。

　　關斷損耗 —問題尚未結束

　　在硬開關、鉗位感性電路中，MOSFET的關斷損耗比IGBT低得多，原因在于IGBT 的拖尾電流，這與清除圖1中PNP BJT的少數(shù)載流子有關。圖7顯示了集電極電流ICE和結溫Tj的函數(shù)Eoff，其曲線在大多數(shù)IGBT數(shù)據(jù)表中都有提供。這些曲線基于鉗位感性電路且測試電壓相同，并包含拖尾電流能量損耗。

　　圖7 本圖表顯示IGBT的Eoff隨ICE及Tj的變化

　　圖2顯示了用于測量IGBT Eoff的典型測試電路， 它的測試電壓，即圖2中的VDD，因不同制造商及個別器件的BVCES而異。在比較器件時應考慮這測試條件中的VDD，因為在較低的VDD鉗位電壓下進行測試和工作將導致Eoff能耗降低。

　　降低柵極驅動關斷阻抗對減小IGBT Eoff損耗影響極微。如圖1所示，當?shù)刃У亩鄶?shù)載流子MOSFET關斷時，在IGBT少數(shù)載流子BJT中仍存在存儲時間延遲td（off）I。不過，降低Eoff驅動阻抗將會減少米勒電容 （Miller capacitance） CRES和關斷VCE的 dv/dt造成的電流注到柵極驅動回路中的風險，避免使器件重新偏置為傳導狀態(tài)，從而導致多個產(chǎn)生Eoff的開關動作。

　　ZVS和ZCS拓撲在降低MOSFET 和 IGBT的關斷損耗方面很有優(yōu)勢。不過ZVS的工作優(yōu)點在IGBT中沒有那么大，因為當集電極電壓上升到允許多余存儲電荷進行耗散的電勢值時，會引發(fā)拖尾沖擊電流Eoff。ZCS拓撲可以提升最大的IGBT Eoff性能。正確的柵極驅動順序可使IGBT柵極信號在第二個集電極電流過零點以前不被清除，從而顯著降低IGBT ZCS Eoff 。

　　MOSFET的 Eoff能耗是其米勒電容Crss、柵極驅動速度、柵極驅動關斷源阻抗及源極功率電路路徑中寄生電感的函數(shù)。該電路寄生電感Lx （如圖8所示） 產(chǎn)生一個電勢，通過限制電流速度下降而增加關斷損耗。在關斷時，電流下降速度di/dt由Lx和VGS（th）決定。如果Lx=5nH，VGS（th）= 4V，則最大電流下降速度為VGS（th）/Lx=800A/μs。

　　圖8 典型硬開關應用中的柵極驅動電路

　　總結

　　在選用功率開關器件時，并沒有萬全的解決方案，電路拓撲、工作頻率、環(huán)境溫度和物理尺寸，所有這些約束都會在做出最佳選擇時起著作用。在具有最小 Eon損耗的ZVS 和 ZCS應用中，MOSFET由于具有較快的開關速度和較少的關斷損耗，因此能夠在較高頻率下工作。對硬開關應用而言，MOSFET寄生二極管的恢復特性可能是個缺點。相反，由于IGBT組合封裝內(nèi)的二極管與特定應用匹配，極佳的軟恢復二極管可與更高速的SMPS器件相配合。