通用開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器的電能回收電路設(shè)計方案

　　圖6：每相的等效電路

　　因此，流經(jīng)NS1的電流有助于給內(nèi)部線圈LB放電，同時交流電源電壓給線圈Np 施加偏壓。因為根據(jù)下面公式計算的反射電壓VNS1的原因，流經(jīng)D1 的電流IRM 降至0 A。

　　為保證斷續(xù)模式下的軟開關(guān)操作，流經(jīng)D1的電流在t3前達(dá)到0 A。因為當(dāng)正弦周期內(nèi)的Vmains電壓達(dá)到最高值時，IRM電流達(dá)到最高值，所以tD1_ON 時間趨勢支持功率因數(shù)校正應(yīng)用/此外，為消除二極管D1 的反向恢復(fù)電流效應(yīng)，因為反射電壓VNS1低的原因，必須使dI/dt_D1 總是保持低斜率，通過下面公式計算dI/dt_D1：

　　不幸地是，在這個相位期間，升壓二極管DB被施加一個高反向電壓：

　　這個特性要求這種應(yīng)用增加一個二極管，為此，意法半導(dǎo)體開發(fā)出一個優(yōu)化的二極管，使IRM 電流值與擊穿電壓達(dá)到精確平衡。

　　相位［t2， t3］

　　在t2時，D1二極管的電流達(dá)到0 A，BC2變成一個傳統(tǒng)的功率升壓轉(zhuǎn)換器。當(dāng)功率晶體管保持通態(tài)時，在t3點，主LB 線圈內(nèi)和小L線圈內(nèi)的電流上升到I1。

　　相位 ［t3， t4］

　　在t3時，功率晶體管關(guān)斷。這時，COSS電容電壓被小線圈L內(nèi)貯存的電流線性充電，直到二極管D2導(dǎo)通為止；在關(guān)斷期間，功率開關(guān)上沒有過壓應(yīng)力。

　　同時，主線圈上的電壓極性發(fā)生變化，直到DB 二極管導(dǎo)通為止。一旦所有的二極管一起導(dǎo)通，輸出電流按圖5所示的方式配流。因為NS2的反射電壓的原因，D2 的電流從I1開始降至0 A，dI/dt斜率較低。相反，在t4時，DB 的電流升到標(biāo)稱值。

　　這種配流有利于BC2電路。事實上，在交流電壓較低的功率因數(shù)校正應(yīng)用（例如90 VRMS）中，最高增強(qiáng)電流是在二極管DB 和D1之間機(jī)械分配。因此，整流階段的導(dǎo)通損耗得到改進(jìn)。下面是反射電壓VNS2 和D2 導(dǎo)通時間的計算公式：

　　tD2_ON時間趨勢支持功率因數(shù)校正應(yīng)用，因為Vmains 電壓最低時，I1 電流最大。因此，即變在惡劣的條件下，例如，最低Vmains電壓下的高輸出負(fù)載電流，BC2電路仍然能夠保證斷續(xù)模式。此外，為消除二極管D2的反向恢復(fù)電流效應(yīng)，因為反射電壓VNS2低的原因，必須使dI/dt_D2 總是保持低斜率，通過下面公式計算dI/dt_D2：

　　相位 ［t4， t5］

　　在t4時，D2二極管的電流達(dá)到0 A，BC2變成一個傳統(tǒng)的功率升壓轉(zhuǎn)換器，只有升壓二極管DB 導(dǎo)通。因為NS2上的反射電壓的原因，功率開關(guān)管的電壓低于 Vout。因此，COSS電容在體電容內(nèi)放電。在t0時，晶體管導(dǎo)通，節(jié)能電能。

　　2.3. BC2電路上的電壓應(yīng)力

　　表1列出了每個相位對應(yīng)的最大電壓。

　　表1:BC2上的最大反向電壓

　　BC2電路需要使用一個擊穿電壓高于600V的特殊二極管。此外，還需要優(yōu)化二極管的反向恢復(fù)電流，以防功率晶體管在［t1-t2］相位遭受較高的電流。

　　意法半導(dǎo)體研制出BC2電路專用的3A、5A、8A、10A和16A的二極管，這些二極管采用不同類型的封裝（直插、通孔或貼裝）。

　　意法半導(dǎo)體推出了在一個封裝內(nèi)嵌入兩支二極管（圖4中的DB和D2）的新產(chǎn)品（STTH10BC065CT和STTH16BC065CT），新產(chǎn)品的額定反向電壓值達(dá)到650V，散熱器用二極管與標(biāo)準(zhǔn)功率因數(shù)校正器用二極管完全相同。

　　為保持這個散熱器配置，意法半導(dǎo)體開發(fā)出續(xù)流二極管D1（STTH3BCF060 and STTH5BCF060），該產(chǎn)品采用貼裝或直插式封裝，以便將其焊接在印刷電路板上。

　　針對大功率轉(zhuǎn)換器，意法半導(dǎo)體開發(fā)出獨(dú)立的采用通孔封裝的DB 和D2 二極管（STTH8BC065DI 和STTH8BC060D）。

　　詳情聯(lián)系當(dāng)?shù)氐囊夥ò雽?dǎo)體銷售處。

　　2.4. 計算m2 和m1 變壓比

　　為在［t1-t2］和［t3-t4］時序期間符合斷續(xù)模式，圖5所示的時間參數(shù)td1和td2應(yīng)總是正值。根據(jù)典型連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）功率因數(shù)校正規(guī)則和tD1_ON 和tD2_ON 表達(dá)式，確定變壓比條件m1 和 m2 不是難事。

　　其中PIN 是功率因數(shù)校正器的輸入功率，F(xiàn)s是開關(guān)頻率；VmainsRMS 是RMS電壓最大值；IRMmax是在導(dǎo)通dI/dt和最高工作結(jié)溫條件下的反向恢復(fù)電流最大值。

　　2.5.小線圈L的電感計算

　　小線圈L的額定電感有幾種計算方式。例如，導(dǎo)通dI/dt的額定值可能是50 A/μs；然后，根據(jù)二極管DB的IRM值計算變壓比m2和m1。不過，要想滿足設(shè)計規(guī)則，DB的反向電壓VRDB_reverse不得超過VRRM的75%，75% x 650 = 487 V；如果VRDB_reverse高于 487 V，就應(yīng)該降低小線圈L的電感值；因此，也應(yīng)該提高小線圈L的dI/dt值和DB二極管的 IRM 值。因此，使VRDB_reverse低于 487 V，必須重新計算m1和m2 變壓比。但是這種計算方法未能優(yōu)化小線圈L的電感及其尺寸。一個良好的方法最終應(yīng)使小線圈的尺寸最小化。意法半導(dǎo)體開發(fā)出一個考慮以下所有參數(shù)的軟件工具：DB二極管的IRM 與電流斜率dI/dt和結(jié)溫TJ對比、線圈L電感公差、導(dǎo)通功率損耗。這個軟件工具的研發(fā)目的是幫助設(shè)計人員根據(jù)應(yīng)用條件選擇最佳的電感。表2列出了兩個采用BC2概念的功率因數(shù)校正應(yīng)用示例。

　　表2：用于不同類型功率因數(shù)校正器的L線圈的電感和尺寸

　　3.450W功率因數(shù)校正器的BC2電路設(shè)計

　　為展示BC2電路的優(yōu)點，意法半導(dǎo)體開發(fā)出一個90- 264 VmainsRMS 的通用系列450 W功率因數(shù)校正器，該系列產(chǎn)品采用硬開關(guān)模式和一個標(biāo)準(zhǔn)均流式 PWM控制器。我們從導(dǎo)通特性、能效和熱測量三個方面對BC2電路與8A碳化硅肖特基二極管進(jìn)行了對比。

　　3.1.BC2設(shè)計

　　在評估BC2電路時我們使用了專用二極管，DB采用STTH8BC065DI，D2采用STTH8BC060D，D1采用STTH5BCF060，如圖4所示。軟件給出了小線圈L的電感、變壓比m1和m2 與開關(guān)頻率的對比值，如表3所示。

　　表3:NS1、NS2 和L與Fs對比值

　　3.2.BC2電路的典型波形

　　圖7 所示是200 kHz功率因數(shù)校正器的典型BC2波形。 每次功率MOSFET導(dǎo)通時，就會發(fā)生一次電流軟開關(guān)操作。

　　這條曲線突出表明D1 和D2 二極管總是處于斷續(xù)模式；D1 恢復(fù)DB的IRM電流；而D2 通過功率因數(shù)校正體電容發(fā)送小線圈L貯存的電流。如前文所述，在［t0-t1］和［t4-t5］相位，一旦D2 關(guān)斷，功率晶體管的漏極電壓立即降低，關(guān)斷損耗被消除。

　　圖7:Fs = 200 kHz時的典型 BC2 波形

　　3.3. 能效比較

　　我們在兩個Vmains電壓和140 kHz開關(guān)頻率條件對BC2和SiC二極管進(jìn)行了能效比較，如圖8 （230 VRMS） 和圖9 （90 VRMS）所示。當(dāng)電源電壓230 VRMS時，在全負(fù)載條件下，BC2電路比8A碳化硅整流管省電2.25 W，在100W時省電1 W。

　　在低負(fù)載條件下，如［t0-t1］相位所述，因為BC2關(guān)斷損耗比碳化硅二極管低，NS2 產(chǎn)生的反射電壓仍能提高BC2的能效。

　　一旦功率因數(shù)校正器進(jìn)入斷續(xù)模式（100 W），碳化硅二極管與BC2電路的能效相同