飛兆案例分析：高效率充電器電源設(shè)計

摘要

近年來消費性電子產(chǎn)品市場持續(xù)增長，不斷要求電源必須更“省電”和更“小型化”，于是國際組織例如“能源之星” 開始規(guī)范對于電源設(shè)備的節(jié)能要求，尤其最需要規(guī)范的是需要恒流充電模式 (Constant Current output regulation, CC) 與恒壓充電模式 (Constant Voltage output regulation, CV)　的電池充電器，它是最常使用也最廣泛地使用在我們身邊的，應(yīng)用的范圍包括：掌上型電子式產(chǎn)品、PDA、MP3播放器和數(shù)碼相機等。然而多數(shù)的充電器大多采用次級端反饋控制的方式調(diào)節(jié)輸出，這種控制的方法并無法減少組件數(shù)目，提升效率與縮小體積，而且難以降低成本，于是新架構(gòu)的初級端調(diào)節(jié)控制便衍生出來。本篇文章在探討一個專利技術(shù)叫做”初級端調(diào)節(jié)控制器(Primary Side Regulation, PSR)”，這種PSR控制器不需要次級端的反饋線路便可在初級端精準地控制充電器輸出的CV/CC，實現(xiàn)省電、高效率和低成本的電源。這種 PSR 不僅包含了跳頻 (Frequency hopping) 機制來降低 EMI，更包括了省電模式 (Green mode function) 降低待機時的電源消耗。根據(jù)實驗的結(jié)果，這種具有初級端調(diào)節(jié)控制的充電器相對于傳統(tǒng)采用 RCC 或 PWM的控制方法，更可以達到低成本、省電和高效率的電源， 所以這種 PSR 控制方法提供電源朝向低成本的最佳解決方案。

簡介

圖 1 為傳統(tǒng)反激式轉(zhuǎn)換器的電池充電器應(yīng)用范例，它包含了次級端 CV 控制線路與 CC 控制線路，光耦合器的作用在耦合次級端的控制信號到初級端的 PWM 控制器，PWM 控制器會根據(jù)次級端的控制信號調(diào)整 MOSFET 的開關(guān)周期大小，達到隨次級端負載改變時仍然可以穩(wěn)定輸出負載所需的電壓與電流。這種控制方法的缺點在于需要有較多的次級端控制組件，而這意味著必須有較多的 PCB 板空間與較高的成本；除此之外，光耦合器有可能造成漏電的潛在危險，并且二次端偵測輸出電流的電阻 RO 將增加功率的損耗而降低整體電源的效率。

圖1　傳統(tǒng)采用次級端控制線路的返馳式轉(zhuǎn)換器

初級端調(diào)節(jié)控制的基本概念

圖2為采用初級端調(diào)節(jié)控制的反激式轉(zhuǎn)換器設(shè)計范例。PSR 控制器為了獲得次級端輸出電壓的信息，采用獨特的方式偵測變壓器輔助繞組上的波形，以獲得次級端的輸出信息進行反饋控制。圖3所示為主要的工作波形。

圖2 采用PSR控制的返馳式轉(zhuǎn)換器電路圖

對于采用 PSR 控制器的反激式 (flyback) 轉(zhuǎn)換器工作于不連續(xù)導(dǎo)通模式之下會獲得較好的輸出調(diào)節(jié)能力。因此轉(zhuǎn)換器的工作原理如下:

當(dāng) PSR 內(nèi)部的 MOSFET 導(dǎo)通時 [ton]，輸入端電壓 VIN 會建立在變壓器的兩端，因此變壓器初級端的電流 iP 將會由零線性地上升到 ipk.；所以ipk.可以由式 (1) 推導(dǎo)出。在這段期間，輸入端的能量會儲存在變壓器中。

當(dāng)　MOSFET　截止時 [toff]，原本存儲在變壓器的能量會使次級端的二極管導(dǎo)通，將能量傳給負載端。在這段期間，輸出端的電壓與次級端二極管的順向?qū)妷簩瓷涞捷o助繞組，因此可將輔助繞組電壓 VAUX　表示為式 (2)。此時 PSR 內(nèi)部的采樣機制將會采樣輔助繞組上的電壓，而輸出電壓的信息將會隨次級端電流減少而得知。PSR 取得輸出電壓的信息后會與內(nèi)部參考電壓 VREF 比較，形成一個電壓回路控制 MOSFET 的導(dǎo)通時間以穩(wěn)定恒定的輸出電壓。

當(dāng)次級端的輸出二極管上的電流減少為零時，此時輔助繞組上的電壓會因為變壓器的電感與MOSFET 上輸出電容 COSS 產(chǎn)生諧振，直到 MOSFET 再次導(dǎo)通。

(1)

(2)

其中 LP 為變壓器初級端的感量；ton 為MOSFET的導(dǎo)通時間；NAUX/NS 為變壓器輔助繞組與次級端繞組的圈數(shù)比；VO 為輸出電壓；VF 為次級端輸出二極管的正向?qū)妷骸?

圖 3

這個采樣的方式同樣可以取得變壓器的放電時間 tdis，如圖 3 所示，次級端輸出二極管上的電流平均值會等于輸出電流 IO，因此輸出電流 IO 可以藉由 ipk 與 tdis 表示為式 (3)

(3)

其中 tS 為 PSR 控制器的開關(guān)周期；NP/NS 為初級端與次級端的圈數(shù)比；RSENSE 為初級端電流取樣電阻。

實際實現(xiàn)一個5W的充電器，輸出規(guī)格的定義為5V/1A?？刂破鞑捎肍SEZ1216，這個PSR控制器集成了 600V 的高壓 MOSFET，因此可以減少驅(qū)動MOSFET 的線路與 PCB 走線的干擾。而為了要降低待機損耗，PSR控制器內(nèi)部的省電模式將會在輕載時線性地降低 PWM 的頻率，達到目前電源規(guī)范省電的需求；跳頻機制提升 EMI 的效能，同時充電器的輸出電壓會因配備較長的輸出纜線而導(dǎo)致輸出電壓降低，也可利用內(nèi)部補償機制提升輸出電壓的調(diào)節(jié)能力。

如圖4至7為實驗結(jié)果，從圖4的輸出電壓電流曲線中，可以獲得在通用交流電壓的輸入之下輸出端的恒定電壓調(diào)節(jié)率可以達到正負2.88%；而當(dāng)返回電壓 (fold-back voltage) 為 1.5V時，輸出端的恒定電流調(diào)節(jié)率可以達到正負 1.75%，其中在恒電流的范圍中的輸出電壓是藉由5V~28V VDD 的電壓控制且在輸出電壓越來越低時仍然可以穩(wěn)定恒定輸出電流。如圖5所示，平均效率可以達到72.3%@115V 與71.5%@230V，可以輕易符合“能源之星” 2.0 等級五的能源規(guī)范 (規(guī)范為68.17% 的平均效率)。由于PWM的切換頻率加入了跳頻機制，因此可以將單一頻率的能量打散為多個微調(diào)頻率的能量提升整體的EMI能力，如圖6所示可以符合EN55022 等級B的EMI規(guī)范。

圖4、5W充電器采用PSR控制的輸出電壓/電流曲線

圖5　5W 充電器采用 PSR 控制在不同輸出負載時的效率

圖6　5W 充電器采用 PSR 控制在不同輸入電壓時的待機損耗

圖7　5W 充電器采用 PSR 控制在 230V/50Hz 最大輸出瓦數(shù)時的 EMI

總結(jié)

隨著全球關(guān)注綠色能源的開發(fā)，電源的效率也逐漸獲得重視，具有半導(dǎo)體控制的電源 IC扮演一個提升效率的重要角色，藉由電源 IC 嶄新的控制技術(shù)使電源能節(jié)省整體的成本、降低不必要的切換損失與提升 EMI 的能力，以達到『輕薄短小』的目標。本篇文章敘述一個具有嶄新初級端調(diào)節(jié)控制技術(shù)的應(yīng)用在電池充電器上所展現(xiàn)的優(yōu)點，此技術(shù)利用采樣變壓器初級端的輔助繞組上的電壓達到輸出端的恒定電流與恒定電壓的調(diào)節(jié)，這樣的優(yōu)點可以節(jié)省傳統(tǒng)采用次級端反饋線路、光藕合器與次級端偵測電流電阻等組件，因此采用初級端調(diào)節(jié)控制 IC 的充電器是可以提供高效率與低成本的電源一個最佳解決方案。