手機(jī)電源:應(yīng)用于手持設(shè)備的無線調(diào)制解調(diào)器電源
由于目前使用的射頻功率放大器(PA)缺乏高效率,為手持計算設(shè)備添加無線通信功能需要使用特殊的電源管理技術(shù)。一些通信協(xié)議允許突發(fā)傳輸技術(shù),在沒有發(fā)射信號時關(guān)斷電源(通過占空比控制),但是在傳輸過程中PA效率的典型值卻不高于40%至60%。相反地,手持設(shè)備中的主電源效率的典型值為90%至95%。
許多手持設(shè)備使用一至四節(jié)的非可充電堿性電池工作。與背光顯示相關(guān)的其他設(shè)備則要求使用更高瞬時功率的鎳甚至鋰電池以延長電池壽命(在充電或者電池被替換期間)。不管電池的類型和配置如何,在調(diào)制解調(diào)器中,為了保證系統(tǒng)合理的工作壽命,無線通信的調(diào)制解調(diào)、PA和射頻電路要求使用更高容量的電池。
典型的系統(tǒng)如PCMCIA無線調(diào)制解調(diào)器,用于傳輸蜂窩數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)包(CDPD)。這樣的設(shè)備可以插入到手持個人數(shù)字助理(PDA)中,或者是運行Windows? CE系統(tǒng)的手提電腦中,使用3.3V的電源工作僅消耗幾百毫安電流。為了避免主電池的過度漏電,PCMCIA卡通常包括一塊備用電池。備用電池可在傳輸過程中提供電源涌動,通常還具有低的等效串聯(lián)電阻(ESR),這在當(dāng)今流行的可充電化學(xué)電池中較為常見。無線通信鏈路的實際電源主要取決于PA的發(fā)射功率和效率。
例如,無線數(shù)據(jù)通信鏈路中的供電電源(包含備用電池)必須與工作在3.3V電源的主機(jī)手持系統(tǒng)交互(圖1 - 注意適合于手持系統(tǒng)的微型封裝:IC1為16引腳QSOP封裝,IC2為8引腳μMAX?封裝)。備用電池為單節(jié)鋰離子電池,全充電電壓為4.1V至4.2V,殘余電量不低于2.9V。IC1將備用電池電壓轉(zhuǎn)換至3.3V,而IC2則使最終的備用電壓在12mV (0.36%)的誤差范圍內(nèi)跟蹤主電源電壓。
圖1. 該電路為手持設(shè)備添加無線調(diào)制解調(diào)器和功率放大器,同時提供合適的電源管理功能。
跟蹤電源電壓對于無線硬件和主機(jī)的交互非常重要。這樣保證了雙向數(shù)據(jù)和控制線獲得正確的邏輯電平,而且防止過流從主電池流向調(diào)制解調(diào)器硬件以及從備用電池流向主電池與電子器件。
該電路工作原理如下:首先,考慮調(diào)制解調(diào)器插入到主機(jī)的PCMCIA插槽之前調(diào)制解調(diào)器的狀態(tài)。幾乎沒有能量或者很少的能量能夠從備用電池吸收過來,因而在這種狀態(tài)下調(diào)制解調(diào)器的電源必須禁用。備用電源的開關(guān)控制線為IC2的PG引腳。因為當(dāng)調(diào)制解調(diào)器沒有連接時為IC2供電的主機(jī)VHH電壓不存在,IC2處于關(guān)斷狀態(tài)。
IC2電源關(guān)斷時電源好(PG)輸出(內(nèi)部為開漏n溝道MOSFET)為高阻,此時IC2僅吸收漏電流。當(dāng)PG輸出為高阻時,兩個電阻分壓器(R6/R7,通過IC1內(nèi)部比較器監(jiān)測備用電池電壓,而R3/R4在電源上電時設(shè)置VBOOST電平值) 作為ONB線的上拉電阻關(guān)斷IC1電源。在電源關(guān)斷期間IC1開關(guān)模式升壓調(diào)節(jié)器和低壓差(LDO)調(diào)節(jié)器均被禁用。因而有1μA漏電流通過分壓器和1mA電流流入IC1,電池漏電流的典型值為2μA。
考慮電源上電時功率的要求:如果功率放大器(PA)必須提供0.6W和50%效率,需要1.2W輸入功率。如果工作在50%占空比時(收發(fā)時間相等),那么PA的有效功率為0.6W。在3.3V電壓工作時,負(fù)載吸收約180mA的電流。如果調(diào)制解調(diào)器的其余部分從3.3V電源吸收40mA電流,那么無線通信鏈路的總共供電電流在3.3V電源工作時為220mA1。
IC1升壓調(diào)節(jié)器在2.7V電源輸入時能夠提供(在VBOOST引腳)大約800mA電流,使用本征耗盡的Li+電池(2.9V至3.0V)則能夠提供1A或者更大的電流。即使如此仍使用內(nèi)部低效率的LDO為PA和其他的調(diào)制解調(diào)器硬件供電, LDO電流標(biāo)稱值為300mA,最小額定值為220mA。主要的原因是噪聲抑制問題。LDO在300kHz頻率工作時PSRR值約為38dB,有利于抑制VBOOST引腳上的PWM開關(guān)噪聲。LDO內(nèi)置的濾波器降低了對PA供電電壓上和相關(guān)的射頻發(fā)射部分的后級噪聲抑制的要求或者根本就不需要,因而很容易通過聯(lián)邦通信委員會(FCC)的輻射標(biāo)準(zhǔn)要求。另一方面,斷續(xù)發(fā)射效率大約為8.3%。
VBOOST在3.3V附近跟蹤VHH電壓變化。備用電池在充滿后電壓高于VBOOST,而在電量接近于耗盡時,電壓低于VBOOST ,因而LDO和升壓調(diào)節(jié)器按順序提供必需的降壓/升壓功能。SEPIC、反激和正向配置也能夠?qū)崿F(xiàn)降壓和升壓功能,但是它們都需要體積龐大、價格昂貴的電磁存儲元件(變壓器),并且缺少LDO所提供的噪聲抑制功能?;谶@樣的考慮,圖1所示的電路優(yōu)于其它方案。
下一步考慮當(dāng)調(diào)制解調(diào)卡插入主機(jī)的PCMCIA連接器中會發(fā)生什么情況。這一步作用是使得在相對應(yīng)的電路地(GND)之間以及在所有的雙向數(shù)據(jù)控制線之間電氣上相連接。然后主機(jī)使用EN線來使能或者禁止調(diào)制解調(diào)器硬件。如果EN線在硬件交互時初始為低電平,那么所有的調(diào)制解調(diào)器硬件將被禁止,對LDO節(jié)點呈現(xiàn)高阻特性。
當(dāng)主機(jī)VHH (正常3.3V)電源通過連接器給C1充電時IC2接收到電源,IC2最低工作電壓可保證正確上電工作,即使VHH在其范圍的下限(低于正常值的10%)。內(nèi)部15μs延時使得VHH在/PG輸出變?yōu)榈碗娖街斑_(dá)到穩(wěn)定(在V+端),同時通知主機(jī)此時能夠通過EN線使能調(diào)制解調(diào)器電路。/PG低電平(虛地)使得雙電阻分壓器接地,可用于檢測電池和升壓調(diào)節(jié)器的電壓。
當(dāng)VHH連接時,IC2在/PG變低時將/ONB拉低,IC1開始關(guān)閉通過L1的能量,提高VBOOST電壓至約3.7V (通過R3/R4的反饋)。最初LDO關(guān)斷,在VBOOST實現(xiàn)調(diào)節(jié)時打開,當(dāng)LDO輸出高于2.3V (應(yīng)該是在3.3V,因為VHH已通過R2給C2充電) IC1進(jìn)入跟蹤模式。跟蹤模式是IC1的一項特殊功能,能夠迫使VBOOST電壓高于LDO電壓300mV,可通過連接IC1的OUT和TRACK引腳設(shè)置該功能。300mV的余量充許LDO保持穩(wěn)定,即使在最大輸出電流下也能保證所要求的PSRR。因為跟蹤模式下電壓被強(qiáng)制在所要求的最小值,LDO消耗電池的能量最少。
當(dāng)IC1的FBLDO引腳為內(nèi)部基準(zhǔn)源電壓(通常1.23V)時LDO處于調(diào)節(jié)狀態(tài)。FBLDO電壓由通過R5的電流產(chǎn)生,該電流正比于通過R2的電流。因而,IC2具有傳輸函數(shù)VOUT = gm(VSENSE)R5,其中VOUT為R5上的電壓,VSENSE為RS+端與RS-端之間(R2)的電壓,gm = 10-2 mho。當(dāng)LDO調(diào)節(jié)時,VOUT = VFBLDO = 1.23V。因而VSENSE = VFBLDO/(gm*R5).
使用關(guān)系式VLDO = VHH + VSENSE替換上式中的VSENSE,
VLDO = VHH + VFBLDO/(gm*R5).
將圖1所示電路中的數(shù)值代入,
LDO = VHH + 1.23/(10-2*104) = VHH + 12.3mV.
設(shè)置R5為10kΩ使得檢測電壓為12.3mV。根據(jù)上式,可以選擇R2對從LDO到VHH的電流量編程。例如,R2 = 1kΩ,R2上電流約為12μA。
使用IC2 (高端檢流放大器)的目的是使用低值高功率、精確的檢流電阻精確測量高端電流。該應(yīng)用在使用10%精度低功率檢流電阻(例如1/16W表貼的電阻)中 并不常見。我們不關(guān)心從LDO到VHH的電流的準(zhǔn)確大小。我們只關(guān)心這個電流盡量小。
使用高阻值(1kΩ)檢流電阻的好處之一便是在 VLDO短路或者過載情況下僅通過R2從主機(jī)吸收大約3.3mA電流,這并不足于讓系統(tǒng)崩潰。R2值不必為1kΩ;IC2吸收電流約為800mA,所以設(shè)置 R2 = 12mV/800μA = 15W,允許LDO節(jié)點(不是主機(jī))為IC2供電。
在另一個可選的配置中,IC2的V+節(jié)點可直接連接到LDO而不是VHH。IC2從LDO得到電源,除了在上電期間,此時電源從VHH到R2給LDO供電。這種方案要求PA和調(diào)制解調(diào)器硬件關(guān)斷,對LDO呈現(xiàn)高阻特性,使得R2上沒有降電壓,同樣R2的值必須足夠小以保證在正常工作(3V)時V+節(jié)點具有最小電壓。如果 VHH = 3.6V或者更高,R2必須小于375Ωp。這個值保證了IC2在工作電流0.8mA時在VHH范圍的下限(3.6V - 10%)不超過0.3V的壓降。
肖特基二極管(D2,D3)與R2并聯(lián),在RS+與RS-之間過壓時保護(hù)IC2。D2、D3引入小量的漏電流,不會影響電路的工作。與R5并聯(lián)的電容使LDO反饋節(jié)點的高頻噪聲對地旁路,這樣保證VLDO電壓光滑平穩(wěn)。前面提到,IC1包括一個具有不定輸入和輸出的比較器。在這個電路中,比較器監(jiān)測備用電池電壓,當(dāng)剩余電量接近于能夠保持通信連路工作的臨界值時向主機(jī)報警。
注意到圖1中的電路除了適合上述以外的情況外,還適應(yīng)各種條件。它與其它通信總線兼容,適合用于無線調(diào)制解調(diào)器與手持設(shè)備的交互。例如,包括板卡總線和目前非常流行的通用串行總線(USB)。該電路也接受高達(dá)5V的主供電電壓。為了獲得更大的效率,在一些應(yīng)用中可將PA直接連接到VBOOST而不是VLDO。這樣,VBOOST不需要跟蹤VLDO;可以通過單獨調(diào)整反饋電阻的大小來分別控制這兩個電壓。
IC1在1.1V時啟動,在低至0.7V電壓時仍可工作,所以,即使在要求更低RF輸出功率電平的升壓應(yīng)用中使用兩節(jié)鎳氫備用電池仍是可接受的。最終IC1是作為一個在重載下具有300kHz開關(guān)頻率的低噪聲PWM調(diào)節(jié)器。如果需要的話,可以通過將其頻率與外部200kHz至400kHz頻率的信號源同步(使用CLK/SEL線)來控制波形的諧波分量。在輕載條件中,輻射與傳導(dǎo)能量相對較低,可以迫使IC1 (也是使用CLK/SEL線)進(jìn)入脈沖頻率調(diào)制(PFM)模式,此模式提供最高的效率以及最長的電池壽命。
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