增強(qiáng)電源設(shè)計(jì)中PFC段性能的方法

大多數(shù)的現(xiàn)代電源都要求從輸入線路所吸收的電流包含諧波含量。實(shí)際上，規(guī)范標(biāo)準(zhǔn)要求線路電流接近正弦波形，而且相位與線路電壓同相。為此，通常在橋電路與大電容之間插入所謂的PFC預(yù)穩(wěn)壓器。這個(gè)中間段設(shè)計(jì)輸出恒定的直流電壓，同時(shí)從輸入線路吸收正弦電流。PFC段通常采用升壓配置，要求輸出電壓比線路可能最高的電壓電平都要高。這就是為什么歐洲或是通用主電源輸入條件下輸出穩(wěn)壓電平普遍設(shè)定在約390V的原因。

對(duì)于較低功率的應(yīng)用而言，臨界導(dǎo)電模式(CrM)(也稱作邊界、邊界線甚至是瞬態(tài)導(dǎo)電模式)通常是首選的控制技術(shù)。這種控制技術(shù)簡(jiǎn)單，市場(chǎng)上有采用這種技術(shù)的不同的商用控制器，容易設(shè)計(jì)。然而，高輸入電壓時(shí)，如果輸入和輸出電壓之間的差距小，PFC段會(huì)變得不穩(wěn)定。本文將說(shuō)明解決這種問(wèn)題的方法。PFC段一個(gè)更加常見(jiàn)的問(wèn)題是通常發(fā)生在啟動(dòng)時(shí)的大電流過(guò)沖，而不論采用的是何種控制技術(shù)。

臨界導(dǎo)電模式工作

臨界導(dǎo)電模式(CrM)工作是低功率應(yīng)用中最常見(jiàn)的解決方案。這種控制方法可以采用可變頻率控制原理來(lái)描述特征，即電感電流先上升至所需線路電流的2倍，然后下降至零，接著再上升至正電流，期間沒(méi)有死區(qū)時(shí)間(dead-time)，如圖1所示。這種控制方法需要電路精確地檢測(cè)電感的磁芯復(fù)位。

圖1 臨界導(dǎo)電模式工作

零電流檢測(cè)

確定退磁完成的常見(jiàn)解決方案在于感測(cè)電感電壓，更具體地說(shuō)，就是檢測(cè)電感電壓何時(shí)降至零。監(jiān)測(cè)線圈電壓并非經(jīng)濟(jì)的解決方案。相反，這升壓電感與小型繞組相關(guān)，這繞組(稱作“零電壓檢測(cè)器”或ZCD繞組)提供了電感電壓的一個(gè)縮小版本，能夠用于控制器上，如圖2所示。ZCD繞組采用耦合形式，因而它在MOSFET導(dǎo)電時(shí)間(反激配置)期間呈現(xiàn)出負(fù)電壓，如圖3中所示。這繞組提供：

VAUX=-NVIN，當(dāng)MOSFET導(dǎo)通時(shí)；

VAUX=N(VOUT-VIN)，當(dāng)MOSFET開(kāi)路時(shí)。

其中，N是輔助繞組與主繞組之間的匝數(shù)比。

圖2 NCP1607驅(qū)動(dòng)的應(yīng)用段典型應(yīng)用示意圖

當(dāng)ZCD電壓(VAUX)開(kāi)始下降時(shí)線圈電流會(huì)達(dá)到零。許多CrM控制器內(nèi)部比較VAUX與接近0V的ZCD參考電壓，檢測(cè)出下降沿，并準(zhǔn)時(shí)啟動(dòng)下一個(gè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)。為了實(shí)現(xiàn)強(qiáng)固的工作，應(yīng)用了磁滯機(jī)制，并實(shí)際上產(chǎn)生較高的(upper)閾值(VAUX上升時(shí)有效)及較低的(lower)閾值(VAUX下降時(shí)有效)。出于不同原因(如安森美半導(dǎo)體NCP1607 PFC控制器中的ZCD引腳的多功能性)，在大多數(shù)商用器件中這些閾值都相對(duì)較高(在1V及2V之間)。

例如，NCP1607數(shù)據(jù)表中可以發(fā)現(xiàn)下述的ZCD閾值規(guī)范(引腳5是監(jiān)測(cè)ZCD信號(hào)的電路)。

Vpin5上升：最低值為2.1V，典型值為2.3V，最大值為2.5V；

Vpin5下降：最低值為1.5V，典型值為1.6V，最大值為1.8V。

要恰當(dāng)?shù)貦z測(cè)零電流，VAUX信號(hào)必須高于較高的閾值。

圖3 波形

極高輸入線路時(shí)的不精確零電流檢測(cè)

圖4及圖5顯示出在高線路時(shí)會(huì)面對(duì)的一個(gè)問(wèn)題。VAUX電壓在退磁相位期間較小，而這時(shí)Vin較高，因?yàn)閂AUX與輸出輸入電壓差成正比VAUX=N(VOUT-VIN)。此外，如圖4所示，輸入電壓在開(kāi)關(guān)頻率呈現(xiàn)出交流含量。因此，VAUX波形并不平坦，相反，它還包含紋波。在低線路時(shí)，這紋波可以忽略不計(jì)。在高線路時(shí)，VAUX幅度在退磁相位期間較小。因此，這些振蕩可能大到足以導(dǎo)致過(guò)早檢測(cè)電感磁芯復(fù)位。事實(shí)上，如圖4和圖5所示的那樣，零電流檢測(cè)的精度降低了。

圖4 不精確零電流檢測(cè)導(dǎo)致的不穩(wěn)定性

圖5 連續(xù)導(dǎo)電模式工作

圖4顯示出現(xiàn)不穩(wěn)定性問(wèn)題時(shí)高輸入線路(正弦波頂端，此處Vin約為380V)下的VAUX電壓。我們可以看到MOSFET關(guān)閉時(shí)，VAUX電壓輕微躍升至高于ZCD閾值。由于其大紋波的緣故，在退磁相位期間，VAUX電壓首先增加，然后下降。由于在某些開(kāi)關(guān)周期的末段VAUX接近ZCD閾值，這VAUX電壓下降導(dǎo)致零電壓比較器在電感磁芯完全復(fù)位前就翻轉(zhuǎn)(trip)。圖5證實(shí)了這一論斷。有時(shí)，升壓二極管仍在導(dǎo)電時(shí)，PFC段開(kāi)始新的周期。這個(gè)現(xiàn)象主要導(dǎo)致線路電流失真(見(jiàn)紅色跡線)、功率因數(shù)退化，并可能有一些頻率處在人耳可聽(tīng)到的噪聲。

改善高線路工作的簡(jiǎn)單調(diào)整方法

如圖6所示，在VCC與引腳5(ZCD引腳)之間布設(shè)一顆電阻，能夠減輕或抑制這個(gè)現(xiàn)象。這樣一來(lái)，ZCD引腳上就產(chǎn)生了偏置。

圖6 ZCD引腳上的調(diào)整

在測(cè)試的應(yīng)用中，VCC為15V，且Rzcd=68kΩ。在VCC與引腳5之間增加一顆電阻Roff=680kΩ，就改變了施加在引腳5(ZCD引腳)上的電壓。退磁相位期間ZCD引腳上施加的實(shí)際VAUX電壓就變?yōu)椋?/P>

(1)

然后，施加在引腳5上的電壓就偏置。事實(shí)上，這就像是VAUX電壓與減小了1.36V的ZCD閾值比較。這樣一來(lái)，新的實(shí)際ZCD閾值就是：

Vpin5上升：最低值為0.74V，典型值為0.94V,最大值為1.14V；

Vpin5下降：最低值為0.14V，典型值為0.24V,最大值為0.44V。

這些降低的ZCD閾值增加了ZCD的精度，并能抑制CCM工作，在相同條件下獲得的波特圖（見(jiàn)圖7）就證實(shí)了這一點(diǎn)。

圖7 調(diào)整改善器件工作

必須注意，Vpin5下降(我們的案例中是1.5V)時(shí)，偏置必須保持在低于ZCD最低閾值。這是為了確保新的實(shí)際ZCD閾值(Vpin5下降時(shí)) 保持高于0V。否則，系統(tǒng)可能難于檢測(cè)磁芯復(fù)位并因此啟動(dòng)新的開(kāi)關(guān)序列。出于這個(gè)目的，應(yīng)當(dāng)考慮到VCC的變化。

啟動(dòng)時(shí)的大過(guò)沖

PFC段從輸入線路正弦波電壓源吸收正弦電流，因此，它們?yōu)樨?fù)載提供僅匹配平均需求的方波正弦功率。輸出電容(大電容)“吸收”實(shí)際提供的功率與負(fù)載消耗的功率之差值。

● 饋送給負(fù)載的功率低于需求時(shí)，輸出電容放電，補(bǔ)償功率差額。

● 提供的功率超過(guò)負(fù)載功耗時(shí)，輸出電容充電，存儲(chǔ)多余的能量。

因此，輸出電壓呈現(xiàn)出輸入線路頻率2倍的低頻交流含量。不利的是，PFC電流整形(current-shaping)方法均基于控制信號(hào)無(wú)紋波的假設(shè)。否則，就不能夠優(yōu)化功率因數(shù)，因?yàn)檩斎刖€路電流重新復(fù)制了控制信號(hào)失真。這就是眾所周知的PFC電路動(dòng)態(tài)性能差的原因。它們的穩(wěn)壓環(huán)路帶寬設(shè)得極低，從而抑制100Hz或120Hz紋波，否則輸出電壓就會(huì)注入這紋波。

由于系統(tǒng)極慢，PFC段遭受陡峭的負(fù)載或輸入電壓變化時(shí)，會(huì)在大電容上呈現(xiàn)出大的過(guò)沖