基于UC3875的ZVZCS PWM軟開關直流電源

　　目前，中、大功率開關電源的主回路基本上都是采用全橋變換器結構，其相應的軟開關工作方式有三種，即零電壓開關(ZVS)、零電流開關(ZCS)和零電壓零電流開關(ZVZCS)。ZVS工作模式下全橋變換器的滯后臂不易實現(xiàn)零電壓開關且存在變壓器副邊電壓占空比丟失，ZCS工作模式下全橋變換器的滯后臂不易實現(xiàn)零電流開關且存在變壓器副邊輸出電流占空比丟失，這兩種電路拓撲自身的局限限制了其進一步發(fā)展的空間，雖然采用輔助電路在一定程度可以改善其特性，但是增加了元器件和電路的復雜性，而且在高頻下還會引入干擾。ZVZCS軟開關工作模式基本上克服了ZVS和ZCS軟開關模式的固有缺陷，使全橋變換器的超前臂實現(xiàn)ZVS，而滯后臂實現(xiàn)ZCS，在中、大功率開關電源中具有廣闊的應用前景。為此，本文介紹了一臺采用移相諧振控制芯片UC3875作為控制核心設計的開關頻率為70kHz、輸出功率1．2kW、主電路為移相全橋ZVZCS PWM軟開關模式的直流開關電源。

　　l 移相式ZVZCSPWM軟開關電源主電路分析

　　在設計制作的1．2kW(480V／2．5A)的軟開關直流電源中，其主電路為全橋變換器結構，四只開關管均為MOSFET(1000V／24A)，采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂開關管實現(xiàn)ZVS、滯后臂開關管實現(xiàn)ZCS，電路結構簡圖如圖l，VT1～VT4是全橋變換器的四只MOSFET開關管，VD1、VD2分別是超前臂開關管VT1、VT2的反并超快恢復二極管，C1、C2分別是為了實現(xiàn)VTl、VT2的ZVS設置的高頻電容，VD3、VD4是反向電流阻斷二極管，以實現(xiàn)滯后臂VT3、VT4的ZCS，Llk為變壓器漏感，Cb為阻斷電容，T為主變壓器，副邊由VD5～VD8構成的高頻整流電路以及Lf、C3、C4等濾波器件組成。

　　其基本工作原理如下：

　　當開關管VT1、VT4或VT2、VT3同時導通時，電路工作情況與全橋變換器的硬開關工作模式情況一樣，主變壓器原邊向負載提供能量。通過移相控制，在關斷VT1時并不馬上關斷VT4，而是根據(jù)輸出反饋信號決定的移相角，經過一定時間后再關斷VT4，在關斷VT1之前，由于VT1導通，其并聯(lián)電容C1上電壓等于VT1的導通壓降，理想狀況下其值為零，當關斷VT1時刻，C1開始充電，由于電容電壓不能突變，因此，VT1即是零電壓關斷。

　　由于變壓器漏感L1k以及副邊整流濾波電感的作用，VT1關斷后，原邊電流不能突變，繼續(xù)給Cb充電，同時C2也通過原邊放電，當C2電壓降到零后，VD2自然導通，這時開通VT2，則VT2即是零電壓開通。

　　當C1充滿電、C2放電完畢后，由于VD2是導通的，此時加在變壓器原邊繞組和漏感上的電壓為阻斷電容Cb兩端電壓，原邊電流開始減小，但繼續(xù)給Cb充電，直到原邊電流為零，這時由于VD4的阻斷作用，電容Cb不能通過VT2、VT4、VD4進行放電，Cb兩端電壓維持不變，這時流過VT4電流為零，關斷VT4即是零電流關斷。

　　關斷VT4以后，經過預先設置的死區(qū)時間后開通VT3，由于電壓器漏感的存在，原邊電流不能突變，因此VT3即是零電流開通。

　　VT2、VT3同時導通后原邊向負載提供能量，一定時間后關斷VT2，由于C2的存在，VT2是零電壓關斷，如同前面分析，原邊電流這時不能突變，C1經過VD3、VT3、Cb放電完畢后，VD1自然導通，此時開通VT1即是零電壓開通，由于VD3的阻斷，原邊電流降為零以后，關斷VT3，則VT3即是零電流關斷，經過預選設置好的死區(qū)時間延遲后開通VT4，由于變壓器漏感及副邊濾波電感的作用，原邊電流不能突變，VT4即是零電流開通。

　　這種采用超快恢復二極管阻斷原邊反向電流方式的移相式ZVZCS PWM全橋變換器拓撲的理想工作波形如圖2所示，其中Uab表示主電路圖3中a、b兩點之間的電壓，ip為變壓器T原邊電流，Ucb為阻斷電容Ub上的電壓，Urect是副邊整流后的電壓。

　　2 基于UC3875的主控制回路設計

　　為了實現(xiàn)主回路開關管ZVZCS軟開關，采用UC3875為其設計了PWM移相控制電路，如圖3所示?？紤]到所選MOSFET功率比較大對芯片的四個輸出驅動信號進行了功率放大，再經高頻脈沖變壓器T1、T2隔離最后經過驅動電路驅動MOSFET開關管。整個控制系統(tǒng)所有供電均用同一個15V直流電源，實驗中設置開關頻率為70kHz，死區(qū)時間設置為1．5μs，采用簡單的電壓控制模式，電源輸出直流電壓通過采樣電路、光電隔離電路后形成控制信號，輸入到UC3875誤差放大器的EA一，控制UC3875誤差放大器的輸出，從而控制芯片四個輸出之間的移相角大小，使電源能夠穩(wěn)定工作，圖中R6、C5接在EA一和E／AOUT之間構成PI控制。在本設計中把CS+端用作故障保護電路，當發(fā)生輸出過壓、輸出過流、高頻變原邊過流、開關管過熱等故障時，通過一定的轉換電路，把故障信號轉換為高于2．5V的電壓接到CS+端，使UC3875四個輸出驅動信號全為低電平，對電路實現(xiàn)保護。

　　圖4是開關管的驅動電路。隔離變壓器的設計采用AP法、變比為l：1．3的三繞組變壓器。UC3875輸出的單極性脈沖經過放大電路、隔離電路和驅動電路后形成+12V／一5V的雙極性驅動脈沖，保證開關管的穩(wěn)定開通和關斷。

　　3 仿真與實驗結果分析

　　PSpice是一款功能強大的電路分析軟件，對開關頻率70kHz的ZVZCS軟開關電源的仿真是在PSpice9．1平臺上進行的。

　　實驗樣機的主回路結構采用圖1所示的電路拓撲，阻斷二極管采用超快恢復大功率二極管RHRG30120，其反向恢復時間在100ns以內，滿足70kHz開關頻率的要求。開關管MOSFET采用IXYS公司的IXFK24N100開關管，這種型號MOS管自身反并有超快恢復二極管，其反向恢復時間約250ns，因此主回路中超前橋臂無需另外再接反并超快恢復二極管，VD1、VD2就利用開關管自身的反并二極管已滿足要求，C1、C2利用開關管的結電容，其容值大約為8．2nF。根據(jù)實驗樣機的要求以及相關計算，制作主變壓器時，原、副邊變比選為1：2．6，主變壓器的設計采用了AP法，結合實際制作過程中的反復實驗，最后選擇型號為EE55的軟磁鐵氧體磁心作為主變壓器的磁心，原邊10匝，副邊26匝，導線均為多股漆包線，繞制方式：最里層副邊13匝、中間層原邊10匝、最外層副邊13匝，變壓器原邊電感222μH、漏感1．8μH，副邊電感1490μH、漏感9．2μH。副邊輸出電感的設計同樣采用AP法，鐵心采用EI型的軟磁鐵氧體，多股導線并繞。

　　圖5是超前橋臂開關管驅動電壓與管壓降波形圖，(a)為仿真波形、(b)為實驗波形，可見超前臂開關管完全實現(xiàn)了ZVS開通，VT1、VT2關斷時是依賴其自身很小的結電容來實現(xiàn)的，從圖中可以看出，關斷時也基本實現(xiàn)了ZVS關斷。

　　圖6是滯后橋臂開關管驅動電壓與電流波形圖，(a)為仿真波形、(b)為實驗波形；圖7是滯后臂開關管管壓降與電流波形圖，(a)為仿真波形、(b)為實驗波形，從圖6、圖7可以看出滯后臂開關管VT3、VT4很好地實現(xiàn)了ZCS關斷，關斷時開關管電流已經為零；滯后臂開關管完全開通之前，開關管電流也幾乎為零，基本實現(xiàn)了ZCS開通。而且滯后橋臂開關管VT3、VT4可以在很大負載范圍內實現(xiàn)ZCS開關。

　　圖8是兩橋臂中點之間的電壓Uab的波形圖，(a)為仿真波形、(b)為實驗波形。圖9是阻斷電容Cb上的電壓U曲波形，(a)為仿真波形、(b)為實驗波形。從圖上可以看出，由于有Ucb的存在，Uab不是一個方波。當Uab=0時，阻斷電容Cb上的電壓Ucb使原邊電流ip逐漸減小到零，由于阻斷二極管的阻斷作用，ip不能反向流動，從而實現(xiàn)了滯后橋臂的ZCS開關。

　　4 結論

　　本文在介紹了移相諧振控制芯片UC3875的工作特點并詳細分析了采用串聯(lián)阻斷二極管的移相式ZVZCS PWM軟開關工作特性的基礎上，設計了一臺1．2kW、開關頻率70kHz的全橋軟開關直流電源，并應用PSpice軟件進行了仿真，實驗結果與仿真結果基本符合。實驗表明以UC3875為核心的控制部分結構簡單可靠，電源主電路開關管均實現(xiàn)了軟開關，并克服了單純的ZVS或ZCS軟開關模式的缺點，可有效減小開關管開關過程引起的損耗，有利于提高電源開關頻率，減小電源體積和重量。