淺談反激式LED驅動中的PFC原理

作為一種固態(tài)光源，發(fā)光二級管(LED)具備使用壽命長、功效出色以及環(huán)保特性，因此得到了廣泛應用。目前，LED正在取代現有的照明光源，如白熾燈、熒光燈和HID燈等。若要點亮LED，需要用恒定電流進行操作，而且必須具有高功率因數。除了適用于固態(tài)照明的最新EnergyStar指令要求功率超過3 W的照明光源具有大于0.9的功率因數，鎮(zhèn)流器輸入線路電流諧波還需要滿足IEC61000-3-2 C類規(guī)范的要求。

為了達到這些LED照明應用要求，通常會在低功率(<25 W) LED照明應用中使用一個集成PFC的單級反激式轉換器。此外，在各種反激式拓撲電路中，初級端調節(jié)(PSR)反激式電路是最為經濟高效的解決方案。通過使用具有初級端調節(jié)(PSR)的單級拓撲，LED照明電路板無需輸入電解電容和反饋電路，可用極少的外部元件來完成，從而將成本降至最低。圖1所示為單級PSR反激式LED驅動器電路。

圖1：具有高功率因數的單級PSR反激式LED驅動器

對于初級端調節(jié)，通常優(yōu)先使用非連續(xù)導通工作模式(DCM)，因為它能提供極為精確的輸出調節(jié)。為了實現高功率因數和低總諧波失真(THD)，通常會在開關頻率固定的DCM反激式轉換器中采用恒定導通時間控制。圖2所示為初級端開關電流、次級端二極管電流和MOSFET開關柵極信號的典型理論波形。

圖2：DCM反激式PFC轉換器的時序和輸入電流

在導通時間恒定的條件下，平均輸入電流如下式所示：

此處，D為轉換器的開關占空比，為反激變壓器的初級繞組電感。上式表明輸入電流波形始終跟隨輸入電壓。因此，轉換器實現單位功率因數。

然后，可通過下式計算RMS輸入電流：

為輸入交流電壓達到最大值時MOSFET的關斷瞬態(tài)電感電流。

為了保持DCM工作模式，最大占空比D必須滿足：

為次級二極管導通時變壓器初級端的反射電壓。

為了確保反激式轉換器在DCM模式下以單位功率因數工作并具備低THD性能，通常使用匝數比相對較小的變壓器。這類反激式變壓器會導致較小的開關占空比，使流過MOSFET開關和變壓器的峰值以及RMS電流變大，從而造成更多功耗損失。由于峰值開關電流較高，因此需要用到相對較大的EMI濾波器。

具有臨界導通工作模式(BCM)的反激式轉換器具有零電壓導通特性，可最大程度降低開關損耗，因此常用作單級PFC轉換器。與DCM工作模式不同，BCM反激式方法由恒定導通時間和可變開關頻率控制。用于PFC的BCM反激式方法適用于需要相對較高PF但總體諧波失真(THD)并不低于10%的很多應用。下面的圖3顯示了其初級端開關電流、次級端二極管電流和MOSFET柵極開關信號的理論波形。

圖3： BCM反激式PFC轉換器的時序和輸入電流

平均輸入電流表述如下：

很遺憾，上文輸入電流等式中的分母使得電流波形呈現出明顯的非正弦形態(tài)，除非比率 非常小。下面的圖4顯示了BCM反激式拓撲的輸入電流波形，其中RVR為參數。對輸入電流波形的諧波分析表明，若RVR為2，則很難獲得低于10%的THD。

圖4： 以RVR作為參數的BCM反激式拓撲輸入電流波形

在開關的關斷期間，開關上的最大電壓等于峰值輸入電壓加上反射電壓VR。因此，由于MOSFET開關的額定電壓限制，RVR的可能值范圍僅為1(美國標準輸入電壓)和2至3(歐洲標準輸入電壓)。對于采用通用輸入電壓的照明應用而言，為了達到相對較低的THD，必須使用800 V甚至1000 V MOSFET，以使RVR比率盡可能低。它的開關頻率也有可能變得非常高，尤其是在高輸入交流電壓的LED調光應用中。

仔細回顧上述表達式可得出以下結論：

1. 無需作為參考用于MOSFET峰值漏極電流的輸入電壓。如果導通時間在半周期間是恒定的，則峰值漏極電流將會隨著輸入電壓的變化而變化。

2. 輸入電流波形不理想的主要原因是可變頻率，更確切地說是可變占空比。在漏極電流波形相同的情況下，如果占空比在半周期間保持恒定，則輸入電流將會是正弦曲線。