輕松實(shí)現(xiàn)負(fù)電壓跟蹤

　　我們向任何同步降壓轉(zhuǎn)換器添加一個(gè)簡單的電路，就能生成跟蹤負(fù)輸出，該跟蹤負(fù)輸出可實(shí)現(xiàn)較好的穩(wěn)壓作用，并降低成本，減少占用面積，同時(shí)提高效率。

　　高速服務(wù)器、工作站和時(shí)鐘分配網(wǎng)絡(luò)等應(yīng)用都需要晶體管-晶體管邏輯 (TTL) 和發(fā)射極耦合邏輯 (ECL) 轉(zhuǎn)換器。差動(dòng) ECL 器件通常需要正負(fù)輸出電壓。輸入電源為正直流電壓時(shí)，我們可用幾種方法來實(shí)現(xiàn)電壓逆變，從而獲得所需的負(fù)輸出電壓。

　　我們可采用的拓?fù)浒ǔ潆姳?、反相降?升壓轉(zhuǎn)換器以及 Cuk 轉(zhuǎn)換器等。每種方法都需要專門的控制電路進(jìn)行調(diào)節(jié)。除了充電泵之外，每個(gè)功率級還需要電感器、FET 和二極管等多個(gè)組件。反相充電泵占用面積較小，但在負(fù)載升高時(shí)，不但效率不高，而且穩(wěn)壓效果也不是很理想。

　　反向和其他變壓器設(shè)計(jì)方法也是我們的可選方案。只有在需要系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)其他高功率輸出電壓的情況下，我們才選擇這些方法。在這種情況下，負(fù) 5V 輸出電壓應(yīng)通過變壓器輔助繞組的線性穩(wěn)壓器進(jìn)行二次穩(wěn)壓 (post-regulated)。但上述方法都不能同時(shí)實(shí)現(xiàn)低成本、高性能和減小占用面積的優(yōu)勢。下面我們介紹一款簡單的解決方案，可以解決上述所有問題。

　　圖 1 所示的雙同步降壓轉(zhuǎn)換器為正 5V 輸出電壓和系統(tǒng)定義的另一款輸出電壓（本例中為 3.3 V）的典型設(shè)計(jì)解決方案。突出顯示框中的電路顯示了生成負(fù) 5V 輸出電壓所用的額外組件。正 5V 電路作為標(biāo)準(zhǔn)的同步降壓轉(zhuǎn)換器工作，其開關(guān)循環(huán)包括兩個(gè)組成部分。

圖1、為該雙同步降壓轉(zhuǎn)換器在添加最少量的組件（見突出顯示框）就可提供負(fù)輸出電壓。

　　在開關(guān)循環(huán)的第一階段，頂部 FET Q2A 開始進(jìn)行傳導(dǎo)，并在電感器 L1 的引腳 3-1 上施加一個(gè)電壓 (VIN – VOUT)。這時(shí) FET Q2B 和 Q1 將關(guān)閉，而負(fù) 5V 輸出電容 C2 則提供全部的負(fù) 5V 輸出電流。C2 的大小必須適當(dāng)，這樣才能在本階段提供負(fù) 5V 電流，并保證負(fù) 5V 輸出紋波電壓在限定范圍以內(nèi)。

　　Q1 關(guān)閉時(shí)，必須阻擋相當(dāng)于負(fù) 5V 輸出電壓加上 L1 輔助繞組上耦合電壓大小的電壓。在 L1 匝比為 1：1 的情況下，Q1 的阻塞電壓基本等于輸入電壓。

差動(dòng)放射極耦合邏輯器件通常同時(shí)需要正負(fù)輸出電壓

　　在開關(guān)循環(huán)的第二階段，控制器將頂部 FET Q2A 關(guān)閉，并將底部 FET Q2B 和 Q1 開啟。電感器 L1 引腳 1-3 上的電壓必須得到逆變，以保持電流流向相同（進(jìn)入輸出端），這就會在耦合電感器繞組“單點(diǎn)”上產(chǎn)生正電壓。L1 引腳 1-3 上的電壓振幅固定于一定的水平，即相當(dāng)于輸出電壓與 Q2B 相對較低的壓降之和。

　　請注意，在底部 FET Q2B 傳導(dǎo)過程中，電流以順時(shí)針方向流經(jīng)電感器和負(fù)載，并流經(jīng)底部 FET Q2B 和電感器返回。在此傳導(dǎo)階段，耦合電感器次級繞組引腳 2-4 的電壓等于引腳 1-3 上的電壓，因?yàn)閮蓚€(gè)繞組的匝數(shù)相同。由于 FET Q1 開啟，因此電流從次級繞組流向負(fù)載，同時(shí)也會給 C2 充電。

　　負(fù)輸出的電壓等于電感器的次級電壓減去 FET Q1 的傳導(dǎo)壓降以及電感器的電阻性壓降。我們應(yīng)選擇低繞組電阻的電感器以及低導(dǎo)通電阻的 FET，這樣就能將壓降最小化，從而減少負(fù) 5V 輸出隨負(fù)載增加而出現(xiàn)的差異。最小化底部 FET Q2B 的導(dǎo)通電阻還有助于改進(jìn)負(fù) 5V 輸出的穩(wěn)壓作用，因?yàn)樵搲航蹬c正 5V 輸出電流成正比。

　　我們可以注意到這樣一種有趣的情況，即 FET Q2B 的壓降越大，負(fù) 5V 輸出的負(fù)極性就越強(qiáng)。在一定的正 5V 和負(fù) 5V 輸出負(fù)載條件下，F(xiàn)ET Q2B 和 Q1 的壓降可能會相互抵消，從而實(shí)現(xiàn)完美的輸出電壓匹配。

　　Q1 的柵極驅(qū)動(dòng)電壓來自底部 FET Q2B 的柵極驅(qū)動(dòng)電壓，因?yàn)閮蓚€(gè) FET 都同相地 (in-phase) 協(xié)調(diào)工作。底部 FET 柵-源電壓的峰至峰振幅根據(jù)控制器設(shè)置為 5V。電容 C1 交流耦合于該開關(guān)信號，但阻塞直流平均電平。二極管 D1 僅在負(fù)電壓擺動(dòng)時(shí)進(jìn)行傳導(dǎo)，將 Q1 的柵極電壓固定于源引腳 0.7V 以下，并將其關(guān)閉。

　　在正電壓擺動(dòng)時(shí)，峰值電壓會比關(guān)閉時(shí)大 5V，這就形成了約為 4.3V 的正柵-源電壓，并開啟 Q1。我們必須使用柵-源閾值電壓為 2.5V 的 MOSFET，這樣才能確保 Q1 全面增強(qiáng)。使用二極管 D1 后，可以確保幾乎所有可用的驅(qū)動(dòng)電壓振幅（不到一個(gè)二極管壓降）都能用作正向柵-源電壓。

　　如果沒有 D1，那么正向柵-源電壓振幅就會隨著占空比變化而變化。輸入電壓最高時(shí)，其振幅最低，這就會增加 Q1 不能正常開啟的幾率。主體二極管 Q1 在 FET 開關(guān)交換時(shí)間（在 Q1 完全開啟前）內(nèi)允許負(fù) 5V 電流通過其傳導(dǎo)，但不能提供良好輸出穩(wěn)壓所需的較低正向壓降。我們針對 Q1 采用了 N 通道器件，從而實(shí)現(xiàn)了比 p 通道器件更低的 RDS(ON) 值，而且還將目前市場上可用的商用器件的選擇范圍拓寬了許多。

　　圖 2 顯示了 FET Q1 以接地和負(fù) 5V 輸出電壓為參考測量所得的柵極電壓。電阻 R1 和 Q1 輸入電容提供了波形邊緣的高頻過濾功能，而電阻 R2 則提供了低阻抗下拉功能，以避免驅(qū)動(dòng)信號浮動(dòng)。

　　圖 3 顯示了滿負(fù)載情況下，在電感器 L1 一級和次級繞組上測量得出的電流。我們可以看到，正 5V 電感器電流（頂部）中，電流的下坡部分必須同時(shí)為正 5V 和負(fù) 5V 輸出提供電流，而且還要為負(fù) 5V 輸出電容充電，這就使一級峰至峰紋波電流提高了近 50%，因此必須在正 5V 輸出上采用更多輸出電容，這樣才能保持輸出紋波電壓較低。

　　由于次級繞組電流為脈沖形式，因此會對負(fù) 5V 輸出電容形成較大負(fù)擔(dān)。不難看出，負(fù) 5V 負(fù)載電流較大時(shí)，正 5V 和負(fù) 5V 輸出需要很大的輸出電容才能保持合理的紋波電壓。因此，我們建議負(fù)輸出上的負(fù)載相對于正輸出而言要低一些。

　　本例中的電路采用 Coiltronics DRQ127 耦合電感器，其繞組電阻很低，但直流電流的額定值卻較高。其采用標(biāo)準(zhǔn)尺寸封裝，僅比功能相當(dāng)?shù)膯卫@組電感器略大一些，成本的增加也非常有限。我們只有在盡可能降低繞組電阻的情況下才能實(shí)現(xiàn)最佳的電路性能，因?yàn)槔@組電阻隨著負(fù)載增加會影響穩(wěn)壓性能。

　　圖4顯示了加電時(shí)的輸出電壓波形。負(fù) 5V 能準(zhǔn)確跟蹤正 5V，因?yàn)殡姼衅鞯拇渭壚@組電壓以逐脈沖的方式固定在正 5V 輸出電壓。無論正 5V 輸出電壓情況如何，負(fù)電壓都可以根據(jù) Q2B 上較小的壓降以及 Q1 和 L1 的繞組電阻進(jìn)行準(zhǔn)確地跟蹤。

　　在圖 5 中負(fù) 5-V 輸出的測量顯示了其負(fù)載穩(wěn)壓功能。該曲線顯示了負(fù) 5V 電壓加載時(shí)的差異，每個(gè)曲線都為不同的正 5V 負(fù)載。不同負(fù)載情況下，電壓穩(wěn)壓差異在 ±1% 以內(nèi)，正 5V 輸出交叉負(fù)載也會有 ±1% 的差異，從而使整體輸出差異為 ±2%。附加電路所引起的損耗非常低，在大多數(shù)加載情況下，輸出效率可達(dá) 95%。

圖5、圖1中電路的負(fù)5-V輸出提供良好的交叉穩(wěn)壓性能。

作者：德州儀器 (TI) 應(yīng)用工程師 John Betten