提高D類音頻放大器的效率

作者：德州儀器公司Mike Score D 類采用脈寬調(diào)制 (PWM) 信號取代AB 類放大器通常采用的線性信號。PWM 信號包括音頻信號以及PWM開關(guān)頻率與諧波。D 類音頻放大器比AB 類放大器效率高得多，因?yàn)檩敵鯩OSFET 可從極高阻抗轉(zhuǎn)變?yōu)闃O低阻抗，從而在作用區(qū)操作只有幾納秒。利用上述技術(shù)，輸出級上損失的功率極低。此外，LC 過濾器或揚(yáng)聲器的感應(yīng)元件在各周期還能存儲能量，并可確保切換功率不會在揚(yáng)聲器中損失。 引言 盡管D 類放大器推出已經(jīng)有一段時間了，但許多人仍不理解D 類放大器工作的基本原理，也不明白其為什么會提供更高效率。本文將解釋脈寬調(diào)制 (PWM) 信號是如何創(chuàng)建的，以及說明您聽到的是音頻頻率而非PWM波形的開關(guān)頻率。本文將詳細(xì)說明輸出PWM波形為什么比輸出線性波形效率高很多，還將說明為什么某些D類放大器要求LC過濾器，而某些則不需要。 B> D 類輸出信號 (PWM) 如何包含音頻信號？ TPA3001D1結(jié)構(gòu)圖有助于解釋PWM信號是如何形成的。首先，模擬輸入D 類采用前置放大器獲得輸入音頻信號，并確保差動信號。隨后，積分器級 (integrator stage) 可低通過濾音頻信號以實(shí)現(xiàn)抗失真與穩(wěn)定性。音頻信號而后與三角波相比較，以創(chuàng)建脈寬調(diào)制 (PWM)信號。門驅(qū)動電路系統(tǒng)采用 PWM 驅(qū)動輸出FET，其將在輸出端創(chuàng)建高電流PWM信號。 　

圖2顯示了典型的PWM信號是如何從圖1中的比較器功能塊形成的。可將音頻輸入與250-kHz的三角波相比較。當(dāng)音頻輸入電壓大于250-kHz三角波電壓時，非反相比較器輸出狀態(tài)為高，而當(dāng)250-kHz三角波大于音頻信號時，非反相比較器輸出狀態(tài)為低。非反相比較器輸出為高時，反相比較器輸出為低；而當(dāng)非反相比較器輸出為低時，反相比較器輸出為高。平均 PWM非反相輸出電壓VOUT+(avg) 為忙閑度乘以電源電壓，此外D表示忙閑度，或"開啟"時間t(on) 除以總周期 T。 VOUT+(avg) = D * Vcc (1) D = t(on) / T (2) 反相輸出的忙閑度VOUT- 與VOUT+為1。如輸入只有一半，則VOUT- 與VOUT+1的忙閑度為0.5。 VOUT-(avg) = (1-D) * Vcc (3) 　

TPA3001D1與TPA3002D2均采用 TPA2005D1中無過濾器的調(diào)制方案。利用這種調(diào)制方案，正輸出VOUT+ 與典型D 類PWM 相同，但負(fù)輸出VOUT- 并不完全與 VOUT+ 相反。在這種情況下，就有兩個比較器，并且正積分器輸出與三角波相比較可創(chuàng)建 VOUT+ 的 PWM，而積分器的負(fù)輸出則與三角波相比較則可創(chuàng)建VOUT- 的 PWM。圖3顯示了用于無過濾器調(diào)制方案的比較器輸入與PWM輸出，這里我們假定音頻信號為dc電壓，因?yàn)橐纛l信號的頻率比250 kHz的三角波低很多。圖3還顯示了差動輸出電壓。 　

圖4顯示了帶有20 kHz 音頻輸入信號的TPA3001D1 PWM輸出。請注意忙閑度是怎樣隨輸入電壓增加而增加的。 　

PWM波形中的音頻信號在頻域中要容易發(fā)現(xiàn)得多。PWM信號由輸入頻率、開關(guān)頻率以及開關(guān)頻率加邊頻帶的諧波構(gòu)成。圖5顯示了振幅對輸入的頻率、PWM輸出以及經(jīng)過濾的輸出。圖5還顯示了音頻信號如何從PWM中通過低通過濾提取出來。已過濾的輸出具備1 kHz正弦波頻率組件，任何作為失真出現(xiàn)于音頻帶中的1 kHz諧波，以及任何從開關(guān)頻率中遺留的紋波電壓。揚(yáng)聲器不能復(fù)制開關(guān)頻率及其諧波，即便揚(yáng)聲器可以復(fù)制，耳朵也聽不到。如果將經(jīng)過濾與未過濾的PWM信號都直接發(fā)送給揚(yáng)聲器的話，聽者不會發(fā)現(xiàn)圖5中二者間的差別。 　

D 類放大器的效率如何？如何計(jì)算效率？ 線性放大器可為所需的輸出電壓提供定量的電流。在橋接式負(fù)載 (BTL) AB 類放大器中，電源電流與輸出電流相等。D類放大器是一套采樣系統(tǒng)，可在給定周期向負(fù)載提供定量功率。D 類放大器輸出脈寬調(diào)制 (PWM) 信號，并使用去藕電容器與輸出過濾電感器 (filter inductor) 或揚(yáng)聲器電感（對于無過濾器調(diào)制而言）作為能量存儲元素，從而能從電源向負(fù)載提供定量的功率。PWM信號在電源軌之間進(jìn)行輸出電壓切換，從而在輸出晶體管上實(shí)現(xiàn)極低的壓降。與此相對，AB 類輸出 FET 將大多數(shù)時間花在電源軌的活動區(qū)域，從而導(dǎo)致大量的功耗并進(jìn)而使效率低下。 理想的D 類放大器效率為100%，因?yàn)槠淠康氖菑碾娫聪蜇?fù)載提供相同量的功率。D 類放大器理想的MOSFET應(yīng)為，在"開啟"rDS(on) 狀態(tài)的漏極到源極電阻應(yīng)為零，在"關(guān)閉"-rDS(off)狀態(tài)的漏極到源極電阻應(yīng)為無限大。不幸的是，所有的MOSFET其rDS(on) 狀態(tài)下都不為零，而rDS(off) 狀態(tài)下電阻都是有限的。rDS(on) 與 rDS(off) 產(chǎn)生的功率損耗稱作傳導(dǎo)損耗。由rDS(on)、rDS(off) 與輸出負(fù)載或揚(yáng)聲器 RL形成分壓器。rDS(off) 的值足夠大，因此在計(jì)算效率時可忽略。圖6顯示了采用rDS(on) 與RL的分壓器。 方程式5給出了計(jì)算效率的方程式，即輸出功率與供應(yīng)功率之比。過濾電感器或揚(yáng)聲器電感（對于無過濾器調(diào)制而言）能保持高頻率切換電流較低，這樣此處獲得的電流就是音頻帶中的電流。在下面部分討論靜電損耗時，我們將考慮到切換電流損耗。通過rDS(on) 的電流等于通過負(fù)載的電流，這導(dǎo)致輸出功率與方程式5不相符，也就使傳導(dǎo)損耗影響的效率與輸出功率無關(guān)。方程式7顯示了傳導(dǎo)損耗影響的效率。 Efficiency = POUT / PSUP (5) Efficiency (CONDUCTION) = iL^2 * RL / iL^2 * (2rDS(on) + RL) (6) Efficiency (CONDUCTION) = RL / (2rDS(on) + RL) (7) 方程式7可用作計(jì)算rDS(on) 對效率影響的第一位近似值。對rDS(on) 為0.1 ohm而負(fù)載電阻RL為4 ohm而言，效率為95%。如果rDS(on)上升為0.3 ohm，則效率降至87%。 放大器的偏置電流、閘電荷 (gate charge) 以及切換電流都會消耗功率。為了計(jì)算兩種或更多損耗影響下的效率，方程式5中的PSUP應(yīng)就輸出功率與消耗功率進(jìn)行分解。 Efficiency = POUT / PSUP = POUT / (POUT + PD1 + PD2 + PD3 ...) (9) 放大器的偏流、閘電荷以及切換電流損耗可視作獨(dú)立于輸出功率，因?yàn)閭鲗?dǎo)損耗在輸出功率最大時占主導(dǎo)地位，可算入靜電損耗 PQ。靜電損耗計(jì)算方法如下：器件工作狀態(tài)下無輸入信號時（帶有生產(chǎn)中將使用的過濾器與負(fù)載）的電源電流乘以電源電壓。 PQ = IDD(q) * VCC (10) 為了使用效率方程式 (9)，傳導(dǎo)損耗中的功耗必須從方程式7中得出。解方程式7與9得出傳導(dǎo)損耗中消耗的功率 PD(CONDUCTION)。方程式12顯示了結(jié)果。 Efficiency (CONDUCTION) = RL / (2rDS(on) + RL) = POUT / (POUT + PD(CONDUCTION)) (11) PD (CONDUCTION) = POUT * 2rDS(on) / RL (12) 將方程式10與12中的消耗損耗插入方程式9，計(jì)算D 類效率如下： Efficiency = POUT / POUT + (POUT * 2rDS(on) / RL) + PQ (13) 靜電損耗在低輸出功率電平上占主導(dǎo)地位，而傳導(dǎo)損耗在高功率電平上占主導(dǎo)地位。 D 類放大器比AB 類放大器的效率高得多。更高功率意味著消耗的功率更低，這使我們采用12V的D 類放大器時不必使用散熱片，而與之相當(dāng)?shù)腁B 類放大器則離不開散熱片。圖7顯示了實(shí)測得出的立體聲D 類放大器TPA3002D2消耗功率與理想的立體聲AB 類放大器消耗功率之比。在輸出功率為10W的情況下，TPA3002D2為4 ohm時消耗功率僅為3.7 W，而與其相當(dāng)?shù)腁B 類放大器的功耗則高達(dá)14 W！ 為什么某些D 類放大器要求過濾器，而其它的則不然？ 無過濾器調(diào)制方案的開發(fā)大大減少乃至去除了輸出過濾器的需求。無過濾器調(diào)制方案可最小化開關(guān)電流，這使我們可采用損耗很大的電感器甚至揚(yáng)聲器來代替LC過濾器作為存儲元素，并仍然可確保放大器的高效率。 傳統(tǒng)的D 類調(diào)制方案就其差動輸出而言，每個輸出都有180度的相位差，并從接地到電源電壓VCC發(fā)生改變。因此，差動預(yù)過濾 (pre-filtered) 輸出在正負(fù)VCC之間變化，而已過濾的50% 忙閑度在負(fù)載中電壓為零。圖8給出了具備電壓與電流波形的典型D 類調(diào)制方案。請注意，盡管整個負(fù)載平均電壓為零（50% 的忙閑度），輸出電流峰值仍很高，這會導(dǎo)致過濾器損耗，并增加了電源電流。傳統(tǒng)的調(diào)制方案需要LC過濾器，這樣較高的切換電流可在LC過濾器中再循環(huán)，而不會被揚(yáng)聲器消耗掉。 在圖9顯示的無過濾器調(diào)制方案中，各輸出均從接地轉(zhuǎn)換至電源電壓。但是，VOUT+ 與VOUT- 現(xiàn)在是彼此同相的，沒有輸入。正電壓情況下，VOUT+ 的忙閑度大于50%，而VOUT-的則小于50%。負(fù)電壓情況下，VOUT+ 的忙閑度小于50%，而VOUT- 的大于50%。整個負(fù)載的電壓在大多數(shù)切換周期中為零，從而大大減小了過濾器和/或揚(yáng)聲器中的I2R損耗。較低的切換損耗使揚(yáng)聲器可作為存儲元件，同時仍能保證放大器的高效性。 盡管開關(guān)頻率組件沒有過濾出，但揚(yáng)聲器在開關(guān)頻率上具備高阻抗，因此揚(yáng)聲器損耗的功率極小。揚(yáng)聲器還不能復(fù)制開關(guān)頻率，即便揚(yáng)聲器可以，人耳也聽不到高于約20 kHz的頻率。 如果從放大器到揚(yáng)聲器的線跡較短，類似TPA2005D1的5V無過濾器D 類音頻放大器在無輸出過濾器時也能使用。TPA2005D1在揚(yáng)聲器線長為10厘米或更短無屏蔽時即通過了FCC與CE輻射測試。無線手持終端與PDA對于無過濾器的D 類而言均是極好的應(yīng)用。類似TPA3001D1和TPA3002D2的更高電壓無過濾器D 類放大器要求在所有應(yīng)用中均采用鐵氧體磁珠過濾器 (ferrite bead filter)。 如果設(shè)計(jì)不采用LC過濾器應(yīng)不能通過幅射標(biāo)準(zhǔn)且頻率敏感電路大于1 MHz的話，那么?？刹捎描F氧體磁珠過濾器。對必須通過FCC和CE標(biāo)準(zhǔn)的電路而言，這是一個很好的選擇，因?yàn)樯鲜鰞身?xiàng)標(biāo)準(zhǔn)僅測試大于30 MHz 的幅射，而鐵氧體磁珠過濾器在削弱大于30MHz 的頻率方面比LC過濾器的表現(xiàn)要好。如果選擇鐵氧體磁珠過濾器，那么應(yīng)選擇高頻率下阻抗高的、且低頻率下阻抗低的。 如果存在低頻率 (< 1 MHz)EMI 敏感電路和/或從放大器至揚(yáng)聲器的引線較長，則須采用LC輸出過濾器。圖10a與圖110b顯示了典型的鐵氧體磁珠與LC輸出過濾器。
結(jié)論
通過將輸入音頻波形與三角波相對比，D 類音頻放大器創(chuàng)建了脈寬調(diào)制PWM信號。D 類放大器通過感應(yīng)元件輸出PWM，傳統(tǒng)D 類采用過濾電感器，而無過濾器D 類則采用揚(yáng)聲器音圈。D 類放大器比AB 類放大器效率更高，因?yàn)镈 類放大器從電源獲得所要求的輸出功率，而非從電源獲得所要求的電流，也不會在輸出晶體管消耗剩余的功率。立體聲AB 類放大器在從12V電源、4 ohm負(fù)載輸出10W功率時消耗功率達(dá)14W，而TPA3002D2在相同條件下消耗功率僅為3.7 W。TPA3001D1與TPA3002D2采用的調(diào)制方案使其可采用鐵氧體磁珠過濾器，而不必采用完全的LC過濾器。 參考書目 1、TPA2000D2 2-W無過濾器立體聲D 類音頻功率放大器數(shù)據(jù)表，德州儀器公司，2000年3月，出版號：SLOS291D； 2、TPA2005D1 1.1-W單聲道無過濾器D 類音頻功率放大器數(shù)據(jù)表，德州儀器公司，2002年7月，出版號：SLOS369B； 3、TPA3001D1 20-W單聲道D 類音頻功率放大器數(shù)據(jù)表，德州儀器公司，2002年12月，出版號：SLOS398； 4、TPA3002D2 9-W具備DC音量控制的立體聲D 類音頻功率放大器數(shù)據(jù)表，德州儀器公司，2002年12月，出版號：SLOS402。