全橋變換器原理

　　橋式變換器由四個功率晶體管組成。相對于半橋而言，功率晶體管及驅動裝置個數要增加1倍，成本較高，但可用在要求功率較大的場合。

　　線路的優(yōu)點：主變壓器只需要一個原邊繞組，通過正、反向的電壓得到正、反向磁通，副邊有一個中心抽頭繞組采用全波整流輸出。因此，變壓器鐵心和繞組的最佳利用，使效率、功率密度得到提高。功率開關在非常安全的情況下運作。在一般情況下，最大的反向電壓不會超過電源電壓V_s，四個能量恢復（再生）二極管能消除一部分由漏感產生的瞬間電壓。這樣無須設置能量恢復繞組，反激能量便得到恢復利用。

　　線路的缺點：需要功率元件較多。在導通的回路上，至少有兩個管壓降，因此功率損耗也比雙晶體管推挽式變換器1倍。但是在高壓離線開關電源系統(tǒng)中，這些損耗還是可接受的。另外，能量恢復（再生）方式，由于有四個二極管，損耗略有增加。

　　圖１示出一個DC-DC橋式變換器的主回路。橋對角的兩個功率晶體管作為一組，每組同時接通或斷開（也可其他方式），兩組開關輪流工作，在一周期中的短時間內，四個開關管將均處于斷開狀態(tài)。四個開關導通（或關斷）占空比值均相等。

圖１　橋式變換器的主電路圖

　　圖１中用到一個與發(fā)射極電流成比例的基極驅動電路，特點是使得基極驅動電流總是與集電極電流成比例。這種技術特別適合大功率的變換器。

　　在穩(wěn)態(tài)條件下，功率管斷開期間，濾波電感L₁上有一確定的電流量，并經過續(xù)流二極管D₅、D₆繼續(xù)流動。二管的電流基本相等，二管電流之和折算到原邊繞組T_1p，就是T_r1、T_r3（或T_r2、T_r4）關斷前T_1p上流過的電流值（扣除一小部分的磁化電流）。由于二極管D₅、D₆同時導通，副邊繞組兩端的電壓為零。典型的集電極電壓波形V_Tr4C、副邊電壓波形V_T1S等如圖２所示。

圖２　橋式變換器原邊、副邊電壓及原邊電流波形{{分頁}}

　　其工作過程如下：

　　給T_r1、T_r3觸發(fā)脈沖，這兩個晶體管都導通，集電極電流流過原邊繞組T_1p和相應的驅動變壓器的原邊繞組T_2A、T_2B。通過正反饋，這兩個晶體管的觸發(fā)性能得到改善，使開關快速進入飽和導通狀態(tài)。

　　隨著T_r1和T_r3的導通，受原邊繞組漏感影響，原邊繞組T_1p上的電流I_p以額定速率逐漸上升，這個電流由負載電流折算值和一小部分磁化電流所組成。

　　同時，副邊的整流二極管D₅的電流增加，D₆的電流會減少。其速率由副邊繞組的漏感和經過D₅和D₆的環(huán)路電感所確定。對于低電壓、大電流的輸出，外環(huán)路電感的影響尤為顯著。當副邊電流增加到在T_r1和T_r3導通前折算流過L₁的電流數值時，D₆反向偏置。這時L₁的輸入電壓上升到副邊線圈的電壓值V’_s(=V_T1s)減去D₅的壓降。

　　L₁兩端的電壓為（V’_s-V_o）作為正向。在此期間，L₁電流線性變化。這個電流折算到原邊，如圖２所示。

　　經過驅動電路決定的導通占空比后，基極驅動變壓器使基極驅動電流為零，使T_r1和T_r3截止。然而，在變壓器原邊磁化電流和安匝數具有保持不變特性，這個電流會轉換到副邊。接著，由于T_1p極性反向，所有繞組的電壓反向。如果漏感非常小，緩沖電容器C₅、R₅和輸出整流二極管D₅、D₆會起到鉗位作用。D₅和D₆會把大部分的反激電勢傳送給輸出，因為原邊二極管D₁到D₄和副邊二極管D₅、D₆的強制鉗位，很多時候靠這幾個二極管使開關晶體管兩端的電壓任何時候都不會超過電壓V_s。

　　每個T_r晶體管旁均并有阻容元件（如R₅、C₅）作為緩沖器。在T_r2瞬間斷開時，緩沖器元件R₅、C₅通過提供交流通道，減少功率晶體管斷開時的集電極電壓應力。

　　由輸出二極管提供反激續(xù)流作用是線路的一個重要特色。在圖１中，D₅和D₆均導通時，副邊繞組兩端電壓為零，原邊繞組兩端電壓也為零。因此，在四個晶體管都關斷期間鐵心磁感應強度不會恢復到B_r，而會保持在磁感應強度峰值+B_opt或-B_opt。因此，當另一對開關管從關斷轉為導通時，磁密增加范圍可以是2B_opt。這種情況不會引起什么問題，而且變壓器原邊匝數可以比較少。

　　當負載很小并且小到低于磁化電流時，副邊二極管的鉗位作用就會消失。然而沒什么問題，因為在這種情況下，觸發(fā)脈沖非常窄，而磁感應強度增量也很小。

　　啟動或當負載很小，占空比很小，脈沖很窄時，對應的工作磁感應強度B_w很小，如果負載突然增加，激勵使導通占空比最大，滿脈寬工作，即有雙倍磁通效應，如超過飽和磁感應強度B_s，這種情況與半橋式相似，應采用防止措施。