基于0.13μm CMOS工藝的快速穩(wěn)定的高增益Telescopic放大器設(shè)計(jì)

　　近年來(lái)，軟件無(wú)線電(Software Radio)的技術(shù)受到廣泛的關(guān)注。理想的軟件無(wú)線電臺(tái)要求對(duì)天線接收的模擬信號(hào)經(jīng)過(guò)放大后直接采樣，但是由于通常射頻頻率(GHz頻段)過(guò)高，技術(shù)上所限難以實(shí)現(xiàn)，而多采用中頻采樣的方法。而對(duì)于百兆赫茲的射頻段，可以直接射頻帶通采樣，這就要求采樣系統(tǒng)有高的分辨率，而且其N(xiāo)yquist頻率要求比較高。本文設(shè)計(jì)的用于軟件無(wú)線電臺(tái)12 b A/D轉(zhuǎn)換器中的高精度，高速運(yùn)算放大器，采用了增益提高電路，在不影響頻率響應(yīng)的同時(shí)，得到普通運(yùn)放所達(dá)不到的高增益。

　　1 高精度，高速度模數(shù)轉(zhuǎn)換器對(duì)運(yùn)算放大器指標(biāo)的要求

　　為了達(dá)到12 b的A/D,第一級(jí)轉(zhuǎn)換器出來(lái)的信號(hào)誤差必須要小于后級(jí)所能辨認(rèn)的最小精度,比如本文需要設(shè)計(jì)第一級(jí)的運(yùn)算放大器，他后面一級(jí)的最小分辨力是10 b，那么，所設(shè)計(jì)的這個(gè)放大器的誤差系數(shù)

　　。

　　本文設(shè)計(jì)的運(yùn)算放大器，用在12 b模數(shù)轉(zhuǎn)換器中，模數(shù)轉(zhuǎn)換器采用流水線結(jié)構(gòu)，每一級(jí)的比特?cái)?shù)為2.5 b，電路的方框圖如圖1所示。

　　圖1中放大器接成負(fù)反饋形式，CS是輸入采樣電容，Cf是環(huán)路反饋電容，在2.5 b每級(jí)的應(yīng)用中，CS=3Cf，閉環(huán)增益是4倍，這種2.5 b每級(jí)的結(jié)構(gòu)，比傳統(tǒng)的1.5 b每級(jí)的結(jié)構(gòu)，放大器的數(shù)目減少了一半，可是由于閉環(huán)放大倍數(shù)變大了1倍，所以，反饋因子減小到一半，可以算出，運(yùn)放的反饋因子大約為：

　　上式中的β為反饋系數(shù)，Copamp是運(yùn)算放大器的反饋電容。

　　運(yùn)算放大器可能會(huì)導(dǎo)致靜態(tài)誤差和動(dòng)態(tài)誤差，靜態(tài)誤差是由于運(yùn)放的直流增益不可能為無(wú)窮大而導(dǎo)致的，而動(dòng)態(tài)增益是由于運(yùn)放的響應(yīng)速度不可能為無(wú)窮快而導(dǎo)致的，經(jīng)過(guò)分析，可以得到靜態(tài)誤差的方程，表示為直流增益ADC和反饋系數(shù)的函數(shù)，如下：

　　為了分析所設(shè)計(jì)的運(yùn)算放大器的速度要求，需要把所能容忍的誤差系數(shù)和電路的建立時(shí)間(Settling Time)聯(lián)系起來(lái)，為了便于分析，我們先分析環(huán)路中只有一個(gè)主極點(diǎn)的情況，利用一階響應(yīng)三要素法，因?yàn)樾枰O(shè)計(jì)的模數(shù)轉(zhuǎn)換器的工作頻率是100 MHz，所以放大器的建立時(shí)間tsettle要小于4.5 ns，立即可以得到放大器的單位增益帶寬為：

　　利用式(2)，式(3)，可以得到滿足12 b A/D轉(zhuǎn)換器要求的指標(biāo)，如表1所示。

　　2 電壓增益模型

　　基本的增益提升技術(shù)應(yīng)用于Telescopic放大器的電路如圖2所示，圖中的MN1，MN2，MP1和MP2組成了基本的Telescopic放大器，但是若不采取其他措施，在0.13 μm工藝的條件下，電壓增益通常只能到60 dB，而從前面的分析來(lái)看，這樣的增益是不夠的。

　　圖中的OPp和OPn是兩個(gè)增益提高電路，有了這兩個(gè)輔助的放大器之后，輸出電阻可以表示成為：

　　式(4)中忽略了襯底效應(yīng)和高階效應(yīng)，通過(guò)上面的方程，可以看出，電壓增益在原來(lái)的基礎(chǔ)上提高了很多。比如，0Pp和OPn的增益各為40 dB，那么加上原來(lái)主運(yùn)放的增益，我們能夠輕易得到100 dB的增益，完全滿足12 b數(shù)模轉(zhuǎn)換器的精度要求。

　　3 頻率響應(yīng)模型

　　增益提高技術(shù)，雖然大幅度提高了放大器的電壓增益，但是電路變復(fù)雜了，頻率響應(yīng)必然受到影響，為了分析這種技術(shù)給主運(yùn)放帶來(lái)的影響，可以畫(huà)出頻率響應(yīng)小信號(hào)等效電路圖，如圖3所示。

　　圖3表明，電路的主極點(diǎn)是在輸出點(diǎn)，負(fù)載電容大，輸出電阻非常高，極點(diǎn)的位置在p1=1/(2πRoutCload)。主運(yùn)放的第二個(gè)極點(diǎn)在點(diǎn)①處，電容是①點(diǎn)的寄生電容，Boot-ser的輸入電容，M1管的Miller電容CGD，和M2管子的源極輸入電容。位置為p2=gM2/(2πC1)。在頻率響應(yīng)中，一階主極點(diǎn)引起的響應(yīng)是指數(shù)逼近的響應(yīng)，而其余的極點(diǎn)和零點(diǎn)則會(huì)引入非指數(shù)的響應(yīng)，為了不過(guò)多地引入超調(diào)響應(yīng)，或者是減慢響應(yīng)速度，要求Booster除了要提高電壓增益外，還不能影響運(yùn)放的頻率響應(yīng)。文獻(xiàn)[4，5]中給出了設(shè)計(jì)的要點(diǎn)，表現(xiàn)成不等式為：

　　其中，ωu，main是主運(yùn)放的單位增益帶寬，ωb是增益提高運(yùn)放的單位增益帶寬，ωP2，main是主運(yùn)放的次極點(diǎn)。式(5)表明，設(shè)計(jì)Booster時(shí)候，Booster不能太快，如果超過(guò)主運(yùn)放的第二個(gè)極點(diǎn)，則會(huì)出現(xiàn)超調(diào)現(xiàn)象，同樣也不能太慢，如果比主運(yùn)放的3 dB帶寬(第一個(gè)極點(diǎn)位置)還要慢，則會(huì)使整體的速度變慢。由于我們要設(shè)計(jì)的運(yùn)放單位增益帶寬為1.4 GHz，反饋系數(shù)為0.2，可以得到3 dB帶寬約為300 MHz，故設(shè)計(jì)Bootser單位增益帶寬為500 MHz，直流增益為40 dB。電路圖如圖4所示。圖中使用了連續(xù)時(shí)間的共模反饋電路。

　　4 電路的實(shí)現(xiàn)和討論

　　使用上面提到的優(yōu)化方法，本文在SMIC 0.13 μm工藝下設(shè)計(jì)了一個(gè)滿足表1的運(yùn)放。其版圖設(shè)計(jì)如圖5所示。對(duì)版圖提取寄生電容并進(jìn)行后仿真。其中開(kāi)環(huán)時(shí)候間的小信號(hào)仿真圖見(jiàn)圖6，可以看到，直流增益為98 dB。閉環(huán)建立時(shí)間的仿真結(jié)果見(jiàn)圖7，在4.5 ns的建立時(shí)間之內(nèi)，穩(wěn)定精度達(dá)到了0.02%，超過(guò)了12 b的精度要求。各項(xiàng)指標(biāo)列于表2中，其中，仿真工具使用Spectre，模型使用BSIM3v3，根據(jù)仿真結(jié)果可以看出，本論文的設(shè)計(jì)滿足軟件無(wú)線電帶通采樣系統(tǒng)中12 b，100 MHz數(shù)模轉(zhuǎn)換器要求。

　　5 結(jié) 語(yǔ)

　　本文設(shè)計(jì)了一個(gè)經(jīng)過(guò)優(yōu)化的高增益，高速度運(yùn)算放大器，討論了增益增強(qiáng)技術(shù)的基本理論和設(shè)計(jì)方法。本文討論的電路技術(shù)可以應(yīng)用在軟件無(wú)線電系統(tǒng)中的高性能、低功耗模數(shù)轉(zhuǎn)換器中。