一個 200W 開關(guān)電源的功率級設(shè)計總結(jié)

1. 導(dǎo)言
新的功率在200W-500W 的交流電源設(shè)計，越來越需要功率因素校正（PFC），以在減少電源線上的能源浪費，并增加最多來自電源插座的功率。 這篇文章描述了一個用於液晶電視的200W 電源的設(shè)計與構(gòu)造，所以提到了很多注意事項，以達到高效率，待機功率低於1W，外形小巧尤其是高度為25mm ，無風(fēng)扇的簡單冷卻，低成本。這些特徵對於將要應(yīng)用的場合是不可或缺的。

2. 電路描述和設(shè)計
設(shè)計指標(biāo)如下∶
·交流輸入電壓∶85－265VRMS
·功率因素∶> 0.95
·總輸出功率∶200W
·三個直流輸出∶5V/0.3A
12V/5A
24V/6A
電源分為兩個單元。第一電源集成一個功率因素校正電路，內(nèi)置在FAN4800 PFC/PWM（脈寬調(diào)制）二合一控制器周圍，產(chǎn)生一個24V/6A 和12V/5A 的輸出。這個器件包含一個平均電流模式PFC 控制器和一個能夠在電壓和電流模式下工作的PWM控制器。在描述的這項應(yīng)用中，PWM工作在電流模式，控制一個雙管正激變換器。這種變換器能產(chǎn)生一個穩(wěn)壓的24V 輸出。12V輸出則由一個采用MC34063A PWM控制器的Buck 變換器產(chǎn)生。這個附加模塊改善了12V輸出校正，減少交叉調(diào)節(jié)問題，這對於多重輸出正激變換器總是一個問題，當(dāng)負載大范圍變化時。附加變換器成本不是很高，如果與一個雙管輸出變換器的更復(fù)雜、更大的耦合電感相比。

第二電源是一個基於飛兆半導(dǎo)體功率開關(guān)（FPS）的Flyback 變換器，它給FAN4800提供電源和5V 輸出。這個電源工作在待機模式下，它的無負載功耗低於500mW。因此，即使對於省電模式下小負載情況，也有可能滿足1W待機功耗的限制。

為了簡潔，設(shè)計計算和電路圖將在每個模組中單獨給出。最終完成的示意圖和布局，可在附錄中查到。

3. 功率因素校正

本節(jié)回顧了功率因素校正電路的電源選擇。用來設(shè)立乘法器的工作點和差動放大器的增益和頻率補償?shù)牡凸β什考脑O(shè)計在[1]中給出。圖1為電路示意圖

圖1∶PFC級示意圖，元件編號和FAN4800應(yīng)用說明［1］相對應(yīng)

3.1 整流器
由於主電源用來提供一個200W的輸出功率，即總輸入功率。假設(shè)PFC的效率為90％，正激變換器效率為90％，其中輸出功率為∶

考慮到最大輸入電壓為85VRMS，最大輸入電流為∶

電磁干擾濾波器的常見共模扼流圈，必須承受這部分電流，同時具有約10mH 高電感。市場上有一些扼流圈，具有高電流，高電感和小尺寸的特徵，來自EPCOS 和TDK。扼流圈的實際值和類型由電磁干擾測試確定，依賴於工作條件，也許與本文提出的濾波器有所不同。

與輸出串聯(lián)的負溫度系數(shù)熱敏電阻（NTC）限制了浪涌電流，但并非電源工作所真正需要的。

整流器根據(jù)IIn,RMS選定，但注意到高額定電流二極管通常在某一電流下具有更低的電壓降，使用一個額定電流略高的整流橋是有利的。對於實際設(shè)計，選擇一個6A/800V橋GBU6K。

整流器功耗是可以預(yù)計的，通過一個恒定正向電壓下已知的近似二極管正向特性乘以一個串聯(lián)電阻。正向電壓VF 和串聯(lián)電阻Rs 必須從規(guī)格說明書中查，對於GBU6K 分別是0.8V和0.03Ω。功耗方程變成∶

如果我們假設(shè)一個絕對的最高結(jié)溫度TJ 為150℃，最高室溫為50℃，然後BR1 散熱器的熱大熱阻（與空氣之間）應(yīng)為

3.2 電感L1
在講述的設(shè)計中，通過L1的波紋電流的振幅被選定為輸入電流的20％。在這種選擇下，電感可以根據(jù)下列等式（5） 計算∶

給出的電感差不多是1mH。當(dāng)RMS電流等於RMS輸入電流時，L1的峰值電流是

 
在這個電流和5A/mm2的電流密度下，所需的銅線截面積約為0.58mm2。 由於高頻電流僅為輸入電流的20％，趨膚效應(yīng)和鄰近效應(yīng)不是很明確。三或四條細電線并聯(lián)總面積能夠達到所需面積就足夠了。在實際設(shè)計中，使用了三根直徑為0.5mm的電線，電流密度略低於5A/mm2。L1 的磁環(huán)尺寸根據(jù)被稱為磁環(huán)區(qū)域乘積Ap確定，即有效磁性截面積和繞組面積（骨架）的乘積。這個乘積很容易證明是

其中ACu是銅線面積，Bpeak 是飽和磁通密度（對於大多數(shù)鐵氧體，≤0.35T）。fCu是銅填充因子，對於簡單電感，約為0.5；對於含有幾個線圈的變壓器，約為0.4。確定這些數(shù)據(jù)後，L1的Ap需求值是

基於慣例，對大多數(shù)磁環(huán)，磁性截面積和繞組面積非常相近，需要的磁環(huán)面積為

因此，對於我們的應(yīng)用，一個合適的磁環(huán)的Ae約為122mm2。雖然，要找到此磁截面的磁芯并不難，但電感的高度由於應(yīng)用要求被限制在25mm。因此，經(jīng)過一番對磁環(huán)和筒管規(guī)格說明書仔細搜索之後，選擇了EER3542，它的Ae為107mm2，AW為154mm2，得到AP約為16500mm4。
中心臂上氣隙的近似長度s 是∶

其中AL，0是無氣隙磁芯的AL（查磁芯規(guī)格書），有氣隙的磁芯的AL是1mH/1242=65nH。如果後兩個值的單位是nH，Ae 的單位是mm2，那麼氣隙長度s 的單位是毫米。在這次設(shè)計中，氣隙長度約2 毫米。

3.3 Q1和D1
因為最高額定輸入電壓是265VRMS，Q1的最大漏極電壓為500V 似乎足夠了。但是建議使用一個額定電壓為600V的MOSFET，因為經(jīng)驗顯示這個600V MOSFET，能夠承受浪涌測試，根據(jù)無損壞IEC61000-4-5標(biāo)準，而500V類型則需要額外的浪涌電壓限制器。同樣，這對於Boost二極管也是有效的。這是因為電解質(zhì)電容C5能夠吸收大量能量，保護一個600V 器件，而不是500Ｖ器件。
Q1和D1的峰值電流和通過L1 的峰值電流是相同的，即4.5Ａ，而Q1的RMS 電流為∶

D1的RMS 電流為∶

尤其對於MOSFET，低功耗和峰值電流是選擇某些器件的重要考慮因素。經(jīng)過一番計算，選擇了一個最大RDSon約為0.45Ω@100℃的SuperFetTM FCP16N60。Q1 的總功耗分成傳導(dǎo)功耗和開關(guān)功耗。傳導(dǎo)功耗如下∶

開關(guān)損耗進一步分為，由於源漏電容（加上寄生電容的，例如L1 和PCB）放電導(dǎo)致的功耗和由於開關(guān)過程中電流和電壓重疊帶來的功耗，以及D1反向恢復(fù)帶來的功耗。所有這三項都無法確切了解，但可以根據(jù)下面的表達式估計∶

FCP16N60的COSS,eff是110pF，而雜散電容Cext估計為150pF。50ns的交叉時間tcrossover 是一個合理的估計值，并且得到測量確認。二極管反向恢復(fù)導(dǎo)致的功耗預(yù)計為2W。
最終，Q1 的總功耗是∶

因此Q1散熱器的最大熱阻約為10℃/W
D1傳導(dǎo)功耗的計算和BR1相類似∶

D1開關(guān)功耗估計在2W左右，得到試驗確認。二極管的總功耗為

給二極管使用的一個合適散熱片的熱阻應(yīng)該不超過25℃/W。

4、雙管正激變換器

圖2∶正激變換器示意圖

圖2是雙管正激變換器。在這個應(yīng)用中，F(xiàn)AN4800的PWM部分運作在電流模式，控制一個雙管正激變換器。這個拓撲基本上和熟知的單管正激變換器相同。但它的優(yōu)點是，兩晶體管中的任何一個漏極電壓只需要等於PFC的直流輸出電壓。相比之下，標(biāo)準正激變換器需求兩倍大小的漏極電壓，差不多800-900V。此外，對於雙管正激變換器，變壓器構(gòu)造簡單，便宜，因為它不需要復(fù)位繞組。

當(dāng)然有缺點需要考慮∶使用的拓撲需要兩個晶體管，其中一個的門極電壓懸浮于高電壓。如果細看，這些問題都不是大問題，因為功率MOSFET 的導(dǎo)通阻抗正比於漏極電壓，為2至2.5 倍。這意味著兩個晶體管，只須有一半耐電壓同時只有一半導(dǎo)通阻抗，即可使用更少的矽面積得到相同的傳導(dǎo)功耗。

所以兩種解決方案的成本是相似的。

因為使用了門極驅(qū)動器FAN7382，第二缺點也沒有了。這個器件包含一個完全獨立的低端和高端門極驅(qū)動器。這是很重要的，因為在雙管正激變換器中，所有的晶體管同時關(guān)閉和導(dǎo)通。當(dāng)導(dǎo)通時，能量轉(zhuǎn)移到次級；當(dāng)關(guān)閉時，變壓器經(jīng)復(fù)位二極管D217和D218被去磁化。

圖3∶AN-4134電子數(shù)據(jù)表引用

對於雙管和單管正激來說，主要設(shè)計等式完全相同，所以飛兆半導(dǎo)體應(yīng)用說明AN-4137及其相關(guān)的電子數(shù)據(jù)表，如圖3所示 [2]，可用於考慮一些變化後的計算。由於變換器直流電壓由一個PFC預(yù)調(diào)節(jié)器產(chǎn)生，填入電子數(shù)據(jù)表的線路電壓須選擇適當(dāng)，以獲得正確的直流電壓。在這個應(yīng)用中，284VRMS用於兩個最低和最高線電壓。線頻率并不影響計算。

接下來，考量 直流母線電容大?。ɡ?000uF），因為使用到PFC，實際直流母線電容器兩端的紋波電壓相當(dāng)小。

最高占空比也須嚴格小於0.5，允許變壓器去磁化。為了留下一些馀量，最大占空比選擇為0.45。

由於已經(jīng)有了單個晶體管正激的表單，np/nr比（Excel:Np/Nr)和最大額定MOSFET電壓可以忽略。

輸出濾波電感L5的電流紋波因素Krf 的選擇，通常是一個反復(fù)的過程。一方面，想使這個因素盡可能小，以減少初級和次級電流的RMS 和峰值。另一方面，L5 不得過大。因此，開始假設(shè)一個紋波因素，然後檢查L5的配置結(jié)果是否可以接受。在這次設(shè)計中，KRF值為0.21，L5的計算電感為40μH。計算的繞組將完全填補一個EER2828磁環(huán)。根據(jù)選擇的KRF，通過Q205和Q206的電流的RSM和峰值如下∶

如前所述，最高漏極電壓稍微大於400V足夠了，能有效使用額定電壓為500V MOSFET。其次，輸出建議使用600V MOSFET， 而不是一個浪涌電壓限制器。
SUPERFETTM FCP7N60具有下列數(shù)據(jù)

功耗能夠很容易得到，與計算Q1功耗類似。

這里給出了一個功耗上限值。在實際中，勵磁電感的諧振和節(jié)電輸出電容使電壓降低到400V以下，Q206的功耗當(dāng)然是完全相同的。每一個MOSFET需要一個最大熱阻為20℃/W的散熱器。

電流感應(yīng)電阻R233的值是這樣選擇的，最大峰值電流可能超過1.6A。如果電阻值為0.56Ω，這個條件實現(xiàn)了但沒有馀量。出於這個原因，選擇0.47Ω電阻，此時最大峰值電流為2.1A。

圖4∶Buck變換器24V-12V的示意圖

電感L5，變壓器，二次整流和濾波，都可以根據(jù)Excel表計算。
在工作表給出的變壓器AP等式的幫助下，為變壓器選擇了一個EER2834磁環(huán)，繞組數(shù)據(jù)可在附錄中查到。
整流二極管的反向電壓計算值是57V，但是推薦使用一個指定最大電壓至少100V的整流二極管。為了減少傳導(dǎo)和開關(guān)損耗，最好使用肖特基二極管。RMS電流負載在電子數(shù)據(jù)表中給出，可以用來確定二極管；實際選擇的是兩個FYP2010DN二極管。
整流二極管D219和D220的平均電流為∶

確定功耗的方法與BR1和D1的方法相同。

再次，每個二極管使用的散熱器熱阻不超過20℃/W。

5、 DC/DC 變換器

如圖所示的Buck 變換器工作在連續(xù)模式，由一個簡單的，但是工作在100千赫的有效PWM 控制器控制。因為開放集電極輸出，使用一個由Q211/212 組成的驅(qū)動器來驅(qū)動P溝道MOSFET。通過Q209，D223和L6的峰值電流是6.3A。功耗差不多很容易被確定了。結(jié)果是∶器件需要的散熱器的熱阻不小於25℃/W。

由於肖特基二極管的快速開關(guān)，寄生振蕩激烈，必須采用RC 網(wǎng)絡(luò)R246/C250和R247/C249 抑制。雖然在文獻中有很多如何確定這些網(wǎng)絡(luò)值的等式，經(jīng)驗顯示計算值僅僅是實驗優(yōu)化的一個初值。原則上，使用相容在一個FYP2010中的兩個二極管是可能的，但在這種情況下，每個封裝的功耗加倍了，散熱復(fù)雜了。另一個用兩個二極管代替一個的理由是，即自驅(qū)動同步整流器（未列出）準備的PCB 需要兩個單獨二極管。

圖5∶待機電源示意圖

6. 待機電源

由FSD210B 驅(qū)動的flyback 電源（圖5），不僅產(chǎn)生5v輸出電壓，而且也給FAN4800和FAN7382供電。通過OC2，主電源在待機期間是完全關(guān)閉的，只有這個電源仍然工作。

通常這種電源沒有什麼特別的，而且可以很容易地在AN-4137和相關(guān)電子數(shù)據(jù)表，或SMPS 設(shè)計工具[3]的幫助下進行設(shè)計。

實際設(shè)計的輸出電壓是5V，電流是0.3A，但有了上述工具，改變設(shè)計到一個不同輸出電壓和功率高達約6W，并不是一個問題。由於使用FOD2711BTV，輸出電壓下降到3.3V 也不是問題。

7. PCB 布局和機械構(gòu)造

在文獻［4］中可以找到功率電子布局規(guī)則，談到高di/dt 的回路封閉區(qū)域和高dv/dt 節(jié)點的銅箔區(qū)域必須盡可能小，旨在減少電磁干擾。另外，Q1的源引腳，R233接地，R5右側(cè)和FAN4800 接地引腳應(yīng)該連接成星形，以減少共阻抗耦合的負面效應(yīng)。

實際中的問題有∶對於較高輸出功率，PCB會較大；功率半導(dǎo)體必須放置在大散熱器上。結(jié)果是，往往不可能使回路小到應(yīng)該達到的值，同時結(jié)合電流密度規(guī)則，布線和星形的銅芯面積會破壞完整的電路板。因此，一種高功率電源PCB有時是一種妥協(xié)，尤其是考慮成本須選擇單面PCB。

圖6∶最終完成的電路板的布局和實照。尺寸是170毫米×156毫米×25毫米（長×寬×高）

如果密切留意實際的電路板，你會發(fā)現(xiàn)一些不太重要的信號走的路線不一定是最短路徑。這允許仿效星形連接的大型接地平面。此外，接地平面和熱信號之間的間隔應(yīng)盡可能?。紤]可靠性，對於給定電壓，間距約2mm），以使回路最小。
其次是成本因素，由一個2mm 厚鋁板組成的簡單散熱器，被彎曲成‘U’形，并被應(yīng)用到初級和次級。只有Q1，消耗更多功率，需要一個額外的散熱器。

8. 測試結(jié)果

本電路板有一份詳細的測試報告。這里顯示了三項測試結(jié)果。

8.1 待機電源和輸入電壓

圖7∶待機功率對應(yīng)輸入電壓變化

見圖7
8.2 全負載效率和輸入電壓
見圖8

圖8∶效率對應(yīng)輸入電壓變化

輸入電壓大於110VRMS時，效率遠高於預(yù)計的81％。對較小的電壓，數(shù)據(jù)可通過一個低阻抗EMI濾波器和去除NTC1提高。

8.3 功率開關(guān)和二極管波形
見圖9

圖9∶Q212漏電流和電壓

圖9 的左側(cè)顯示Q212 的漏極電流（下跡線）和電壓（上跡線）。從電流看來，CCM中的PSU工作是很明顯的。該漏極電壓被很好地箝制在直流電源電壓，當(dāng)MOSFET關(guān)閉時。變壓器去磁化之後，電壓開始下降。斜率由變壓器激磁電感和MOSFET 的CDS確定的諧振值決定。當(dāng)MOSFET 導(dǎo)通時，漏極電壓有機會接近最低值，但由於勵磁電感的高誤差（+/-30％）這可能因不同電路板而異。
圖10 的二極管波形清楚地顯示了當(dāng)二極管關(guān)閉時的寄生振蕩。

圖10∶D219電流和電壓