用對數(shù)放大器實現(xiàn)射頻功率控制

　　幾乎所有的射頻發(fā)射機都含有測量和控制發(fā)射功率的電路。系統(tǒng)需求多種多樣。功率控制電路可能是一個簡單的低動態(tài)范圍二極管檢測器，它的目的用來檢測諸如天線故障導致電壓駐波比突然增大等突發(fā)事件。既然如此，只需要粗略測量反射功率。然而，對于一個功率在大動態(tài)范圍內變化的系統(tǒng)來說(比如GSM基站發(fā)射機)，這些設備則要求射頻檢測器測量的誤差小于±1dB，輸入功率范圍至少60dB。本文將探討控制射頻功率的多種方法，并且主要介紹對數(shù)射頻功率檢測。

　　功率測量要求

　　大多數(shù)嚴格的射頻發(fā)射標準均要求發(fā)射功率不超過期望值的±1dB或±2dB。比如GSM系統(tǒng)，一個47dBm發(fā)射機(50W)滿功率發(fā)射時傳送的功率值在45dBm~49dBm之間(極端情況下為44.5dBm ~ 49.5dBm之間)。

　　測量與控制功率的選擇

　　圖1示出一些通常使用的體系結構選擇，它用于測量和控制發(fā)射功率。圖1示出閉環(huán)模擬控制環(huán)路。從功率放大器到天線的輸出功率以定向耦合的方式引入。定向耦合器的耦合因數(shù)典型值在10dB~30dB范圍。為了減少檢測器檢測到的功率，通常要增加一些附加的衰減。這樣測量所得的結果與設置點電壓比較，其差值驅

　　動積分器(通常是稱其為誤差放大器)。

　　當功率放大器的輸出功率與設置點電壓相符合時，放大器輸出誤差將不再升高或降低。應當注意，誤差放大器不必再驅動放大器的偏置控制。若放大器具有固定增益，并且誤差放大器用于控制中頻可變增益放大器，那么系統(tǒng)將有效的工作。

　　上述功率控制方法(我們指的是從檢測器的角度作為控制器模式)在需要快速控制功率的應用中是非常有用的。最普通的例子莫過于時分多址(TDMA)系統(tǒng)，比如GSM(全球移動通訊系統(tǒng))，PDC(個人數(shù)字蜂窩)或PHS(個人手持電話系統(tǒng))。在這些場合，功率以精確的同步短脈沖串方式發(fā)射出去。這種快速“本地”控制只能允許功率有一點上升或下降的變化。如果用對數(shù)檢測器，功率則可控制在很大的動態(tài)范圍內(典型值為40 dB~60dB)。

　　圖1b示出檢測器輸出經(jīng)過數(shù)字化后的功率控制環(huán)路。DSP中的軟件或微控制器根據(jù)測量結果決定輸出功率，然后用模數(shù)轉換器調整輸出功率。這種設計沒有考慮前面所說的快速控制。其結果是，在持續(xù)功率發(fā)射的場合，這種設計比較有效，CDMA、WCDMA和TD-SCDMA蜂窩系統(tǒng)就是很好的例子。數(shù)字化控制考慮到了附加在環(huán)路上的額外校準。比如，功率檢測器的特性漂移，尤其是溫度漂移(具有良好的可重復性)。如果系統(tǒng)含有溫度傳感器，則可實現(xiàn)補償算法。

　　圖1c示出含有輔助接收器的發(fā)射機，即發(fā)射的信號經(jīng)過采樣和混頻變?yōu)榛鶐盘?。輔助接收器的使用在高功率放大器的線性方案中是很普遍的，例如，前饋和給發(fā)射頻譜特性算法提供反饋的數(shù)字預矯正。在這種設備中，發(fā)射功率的測量變得非常容易。只要接收器的增益不再隨溫度和頻率變化而發(fā)生較大的變化，功率的測量就會非常準確。

　　圖1d示出交替功率控制結構，它用于某些手持設備。這種結構假設發(fā)射功率根據(jù)接收功率來決定。例如，接收功率減少，那么發(fā)射功率將增加。這是一個慢速并且不怎么精確的系統(tǒng)。然而，它是一種在鏈接開始時設置功率非常有用的方法。

　　通常，當功率放大器達到或接近滿功率時，射頻功率測量的精度非常關鍵。這也是人們所期望的。比如，100W(50dBm)發(fā)射機中，功率測量產(chǎn)生電壓為-1dB的誤差將導致發(fā)射功率變?yōu)?1dBm(126W)。這就迫使功率放大器能夠超出上限的25%才可確保安全工作(要達到這個要求，需要功率放大器有更大體積，成本也會很高)。然而在低功率值上，輸出功率的公差僅需要限制在標準值以內即可(該差值在低功率時往往非常不精確)。

　　上述應用中，輸出功率檢測器的溫度穩(wěn)定性致關重要。通常，采用二極管來實現(xiàn)溫度穩(wěn)定性。二級管檢測器在超過一定功率后會有較好的溫度穩(wěn)定特性(通常輸入功率在+15dBm范圍內具有良好的性能)，但這樣它的動態(tài)范圍有限(20dB~30dB)，并且檢測器在低功率時有性能有嚴重的漂移。

　　采用對數(shù)放大器的功率檢測器

　　當系統(tǒng)需要測量和控制功率時，解調對數(shù)放大器越來越成為一種普遍的選擇。圖2示出AD8318在2.2GHz時的傳遞函數(shù)，它是美國模擬器件公司一種新的對數(shù)放大器，頻譜從1MHz~8GHz。圖中示出了輸出電壓與輸入功率的兩條曲線，以及輸入功率和校準誤差。

　　當輸入功率從-65dBm~0dBm變化時，輸出電壓從2V變化至0.5V。

　　線性與誤差的計算

　　即使檢測器在出廠前經(jīng)過校準，為了達到對數(shù)檢測器規(guī)定的精度，仍然需要對其進行校準。再看圖1，我們會發(fā)現(xiàn)有很多信號的不確定性影響著對數(shù)放大器。信號跟蹤的丟失、定向耦合器耦合因素中局部之間的變化性及衰減器很容易產(chǎn)生1dB或更多的不確定性。

　　推薦的校準方法是設置功率放大器輸出為兩個或兩個以上接近的值，并且測量從檢測器輸出的電壓。

　　在線性工作范圍內，對數(shù)放大器的輸出可用下面的公式近似求出。

　　VOUT=SLOPE×(SLOPE-INTERCEPT) (1)

　　SLOPE(斜率)是輸出電壓相對于輸入功率的變化量(單位為mV/dB)。INTERCEPT(截距)是外推的線性傳遞函數(shù)與X軸的交點(單位為dBm或dBV)。

　　通常，用兩個不同功率的信號(一個在輸入范圍的頂端，另一個在底端)和測量相應的檢測器輸出電壓來完成對數(shù)放大器的校準。斜率和截距可用下面的公式計算：

　　SLOPE=(VOUT1-VOUT2)/(PIN1-PIN2) (2)

　　INTERCEPT= PIN1-VOUT1/SLOP (3)

　　一旦計算出斜率和截距，就可由檢測器的輸出電壓通過下面的公式計算出輸入功率。

　　PIN(未知數(shù))=VOUT(測量值)/SLPOE+INTERCEPT (4)

　　參照輸出電壓的理想公式(公式1)，可求出已測數(shù)據(jù)的對數(shù)一致性誤差：

　　Error(dB)=(VOUTMEASURED-VOUTI

　　DEAL)/SLOPE

　　圖2 包含溫度在25℃時的誤差曲線，對數(shù)放大器會在這個溫度下進行校準。注意此時誤差并不為零。這是因為對數(shù)放大器理的輸入輸出關系特性并不完全遵循理想的輸出電壓與輸入功率公式。甚至在其工作范圍內也是如此。然而，在校準點的誤差(圖中的-12dBm和-52dBm)將依然定義為0。

　　圖2還包括在-40℃和+85℃時的輸出電壓誤差曲線。這些誤差曲線是用25℃時的斜率和截距來計算的。這種方法與大規(guī)模生產(chǎn)條件時相同。

　　選擇校準點

　　圖3示出同圖2一樣的測量數(shù)據(jù)。但應當注意，誤差函數(shù)在低功率值時降低了。當校準點變化時，這些誤差函數(shù)的形狀也將改變。在圖3中，校準點為-10dBm和-30dBm。同前面的例子一樣，在25℃時，校準點處的誤差為0dB。在校準點附近，溫度誤差非常小。然而，在-30dBm ~ -60dBm范圍內，誤差較大。這種校準可用于滿功率或接近滿功率時對精度要求嚴格的發(fā)射機。通常校準點應當選在期望的最高精度范圍內。

　　因此，校準點應當根據(jù)應用場合來選擇。通常考慮，校準點不應當選在對數(shù)放大器傳遞函數(shù)線性部分之外(即高于-5dBm或低于-55dBm)。

　　圖4示出另一種呈現(xiàn)對數(shù)放大檢測器誤差函數(shù)的方法。這里計算了相關環(huán)境下輸出電壓在高溫和低溫時的分貝誤差。這是一個重要的區(qū)別。到目前為止，我們已經(jīng)畫出了在環(huán)境溫度下有關理想傳遞函數(shù)的誤差。當我們使用這種選擇性技術時，環(huán)境溫度誤差通過人為定義來使其為0(見圖4)。若對數(shù)放大器的傳遞函數(shù)與理想公式：輸出電壓=斜率×(輸入功率-截距)完美吻合時，這種方法是非常有效的。然而，由于實際的對數(shù)放大器不可能與公式完全吻合，尤其是在線性工作范圍以外，那么這個誤差曲線還是能夠有助于人工改善對數(shù)放大器線性特性，擴展其動態(tài)范圍。若想在一個特殊的功率值上消除環(huán)境溫度下(非理想)輸出電壓的溫度漂移，圖4是非常有用的一個工具。

　　基于多個器件的考慮

　　到目前為止，我們一直著眼于單個的器件。這些圖說明了器件的典型性能是可以測試出來的。然而，在大規(guī)模生產(chǎn)條件下，我們必須考慮到最壞情形下的產(chǎn)品性能。為了作到這一點，查閱器件的傳遞函數(shù)和誤差曲線是非常有必要的。

　　圖5示出5.8GHz時多個AD8318的輸出電壓曲線和誤差，其中黑色曲線集表示多個器件在25℃時的性能(每個器件的斜率和截距已經(jīng)計算出來)。紅色和藍色誤差曲線集表示其它溫度時大量器件具有的規(guī)律性的工作情況。該圖暗示了器件之間的溫度漂移大約為1.2dB。應當注意，最大誤差出現(xiàn)在-40℃。如果工作溫度限制在-10℃或者-20℃，溫度漂移特性會更好。

　　AD8318還包括外部調整溫度漂移的能力。通過TADJ引腳對地連接一個電阻器，以改變內部電流，該電流用來穩(wěn)定AD8318隨溫度變化漂移的截距。這就要求工作在不同頻率選擇適當?shù)腡ADJ電阻器阻值。雖然可以為每一個器件選擇不同的TADJ電阻器，但要為每個對數(shù)放大器測量其溫度漂移特性并不現(xiàn)實。實際上，圖5提供的多個器件的信息可以用來選擇全部漂移所需的TADJ電阻值。

　　響應時間

　　我們已經(jīng)注意到，在時分多路應用中，射頻檢測器必須快速響應輸入端大信號的變化。在控制器模式應用中(圖1a)，檢測器必須有足夠快的響應時間以便控制環(huán)路的主極點能夠通過積分器的電容來調節(jié)。

　　圖6示出AD8318對短射頻脈沖群的脈沖響應曲線。由于對數(shù)放大器的斜率為負，所以在90%至10%下降時間的脈沖群出現(xiàn)之后輸出下降時間為11.4ns。這個響應時間足以勝任幾乎所有的功率測量應用。極快的響應時間也提供了諸如雷達接收機檢測和幅移鍵控檢測等更多應用的可能性。

　　應當注意，檢測器輸出響應的紋波，其頻率是輸出頻率的兩倍，它是對數(shù)變換一個副產(chǎn)品。由于對數(shù)放大器具有很高的視頻帶寬，所以當輸入信號頻率較低時會便會出現(xiàn)紋波。這些紋波很容易用低通濾波器消除，但這將導致響應時間增大。當輸入頻率較高時(>100MHz)，對數(shù)放大器的內部視頻帶寬足夠消除全部紋波。

　　結論

　　頻率高達8GHz的對數(shù)放大檢測器正在替代很多傳統(tǒng)的二極管檢測器。溫度穩(wěn)定性遠優(yōu)于±1dB，并且具有很大的動態(tài)范圍，響應時間足夠用于雷達與頻移鍵控(ASK)等檢測應用。