掌握視頻信號的箝位、偏置和交流耦合

　　本文闡述了視頻信號的箝位、偏置和交流耦合，與之對應(yīng)的適當(dāng)?shù)男盘?，雙電源和單電源供電的優(yōu)缺點，以及為什么某些電路更適合特定的應(yīng)用。

　　為什么要對視頻信號進(jìn)行交流耦合？ 如果你還沒有問過這個問題，那么你該問一下。如果其原因是政府命令、用戶指定或工業(yè)協(xié)議，那么你的選擇大概是正確的！在不少情況下，是因為系統(tǒng)采用了單電源供電，使你覺得必須采用交流耦合。也許你還可以選擇雙電源供電，因為采用單電源供電意味著要對視頻信號進(jìn)行交流耦合，這將降低視頻質(zhì)量。

　　因此，在作出進(jìn)一步的決定之前，先來看一些實際情況。單電源電路由單電源供電，例如數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)，DAC 的輸出可以進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換(一種直流工作模式)，以確保輸出在地電平以上的動態(tài)范圍。在具體實施中，常見的錯誤觀點是：運算放大器可以檢測地電平以下的信號，因此，可以在輸出中重現(xiàn)該信號。這種觀點是不正確的。集成的單電源方案才是真正的解決方法，但是業(yè)界將不得不接受視頻輸出的DC 失調(diào)電平，這與歐洲的SCART 類似(SCART 是由法國公司Peritel 開發(fā)的視聽設(shè)備互連工業(yè)標(biāo)準(zhǔn))。

　　當(dāng)然，視頻信號的交流耦合會帶來一個問題。信號的DC 電平在設(shè)定圖像亮度之后必須重建，并確保信號落在下一級的線性工作區(qū)內(nèi)。這種操作被稱作“偏置”，根據(jù)視頻信號波形以及偏置點所需的精度和穩(wěn)定性，可以采用不同的電路。音頻信號等正弦波信號可以使用阻容(RC) 耦合來建立穩(wěn)定的偏置電壓。

　　不幸的是，S 視頻中只有色度信號(C)近似于一個正弦波。亮度(Y)、復(fù)合信號(Cvbs)和RGB 都是復(fù)雜波形，從一個參考電平沿著一個方向變化，而在參考電平以下還可以疊加一個同步波形。這種信號需要一種專門用于視頻信號的偏置方法，被稱作箝位，因為它將信號的一個極值“箝位”在基準(zhǔn)電壓，而另一個極值仍可以變化。經(jīng)典形式就是二極管箝位，其中二極管由視頻的同步信號激活。不過還有其他的箝位形式。

　　例如，色差信號(Pb 和Pr)和圖形RGB 信號采用“鍵控箝位”處理更好。該電路用開關(guān)替代二極管，可以采用外部控制，使用外部(定時)信號箝位視頻。最后一種偏置方法，被稱作“DC 恢復(fù)”，在鍵控箝位中加入了反饋，在模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)之前改善偏置點精度。

視頻信號的交流耦合

　　當(dāng)信號采用交流耦合時，耦合電容存貯了(信號)平均值之和，以及信號源與負(fù)載之間的DC 電勢差。圖1 用來說明交流耦合對不同信號偏置點的穩(wěn)定性的影響。圖1 所示是正弦波和脈沖分別交流耦合到接地電阻負(fù)載時的不同之處。

 
圖1. 簡單的RC 耦合用于正弦波與脈沖時得到不同的偏置點。

　　開始時，兩種信號都圍繞相同電壓變化。但是通過電容之后得到了不同的結(jié)果。正弦波圍繞半幅值點變化，而脈沖圍繞與占空比成函數(shù)關(guān)系的電壓變化。這意味著如果采用了交流耦合，占空比變化的脈沖將比相同幅值頻率的正弦波需要更寬的動態(tài)范圍。因此，所有用于脈沖信號的放大器最好采用直流耦合，以保持動態(tài)范圍。視頻信號與脈沖波形類似，也適合采用直流耦合。

　　圖2 給出了常見的視頻信號，以及視頻接口處的標(biāo)準(zhǔn)幅值(見EIA 770-1 、2 和3)。S 視頻中的色度、分量視頻中的Pb 和Pr，類似于正弦波圍繞基準(zhǔn)點變化，如上文所述。而亮度(Y)、復(fù)合信號與RGB 僅在0V (被稱作“黑色”或“消隱”電平)至+700mV 之間正向變化。這里延用了業(yè)界的默許協(xié)議，而不是任何標(biāo)準(zhǔn)。請注意這些信號都是復(fù)雜波形，具有同步間隔，盡管該同步間隔可能不被定義或使用。例如，圖2 給出了NTSC 和PAL 制式下使用的具有同步頭的RGB。在PC (圖形)應(yīng)用中，同步是單獨的信號，不與RGB 疊加。在單電源應(yīng)用中，例如DAC 輸出，在同步間隔內(nèi)靜態(tài)電平可能不同。這將影響偏置方式的選擇。例如，若雙電源應(yīng)用中，同步間隔內(nèi)色度的靜態(tài)電平不是0V，那么色度信號將更接近脈沖而不是正弦波。

 
圖2. 用來說明同步間隔、有效視頻、同步頭和后沿的RGB (a)、分量(b)、S 視頻(c)與復(fù)合

(d)視頻信號。

　　盡管存在這些復(fù)雜因素，視頻信號仍須交流耦合在電壓域變化的點上。通過一個DC 連接與兩路不同的電源相連是危險的，而且通常被安全規(guī)程禁止。于是視頻設(shè)備制造者有隱含的協(xié)議，設(shè)備輸入端使用交流耦合，而設(shè)備的輸出使用直流耦合—— 需要下一級重建DC 分量(參見用于PAL/DVB [SCART]的EN 50049-1 和用于NTSC 的SMPTE 256M，均允許DC 輸出電平)。若無法建立這樣的協(xié)議，將導(dǎo)致“雙重耦合”，即兩個耦合電容出現(xiàn)串聯(lián)，或?qū)е露搪罚礇]有電容出現(xiàn)。該規(guī)則唯一的例外是電池供電設(shè)備，例如便攜式攝錄機(jī)和照相機(jī)，為了降低電池?fù)p耗而使用交流耦合輸出。

　　接下來的問題是這個耦合電容應(yīng)該多大？圖1 中，該電容存貯了信號“平均電壓”的假定，是根據(jù)RC 乘積大于信號的最小周期得到的。為了確保準(zhǔn)確的平均，RC 網(wǎng)絡(luò)的低-3dB 點必須低于信號最低頻率6 到10 倍。然而，這將導(dǎo)致大范圍的電容值。

　　例如，S 視頻中的色度是相位調(diào)制正弦波，其最低頻率約2MHz。即便使用75

　　負(fù)載，也只需要0.1µF ，除非需要使水平同步間隔通過。與之相反，Y (亮度)、Cvbs (復(fù)合信號)和RGB 的頻率響應(yīng)向下擴(kuò)展到視頻幀頻(25 至30Hz)。假定75
　　
　　負(fù)載，并且-3dB 點在3 至5Hz，這就需要大于1000µF 的電容。使用過小的電容會引起顯示圖像從左到右、從上到下變暗，并可能使圖像在空間上產(chǎn)生失真(取決于電容量)。在視頻中，這被稱作行彎曲與場傾斜。為了避免可見的偽信號，其電平必須小于1%至2%。

用于視頻的單電源偏置電路

　　如圖3a 所示，只要RC 乘積足夠大，RC 耦合對任意視頻信號都有效。另外，與之相應(yīng)的運放電源范圍必須足以處理信號平均值附近的負(fù)向和正向偏移。過去，這是通過運放使用雙電源實現(xiàn)的。假定RS 與RI 以相同的地為參考，并等于RI 與RF 的并聯(lián)值，則運放可以抑制共模噪聲(即具有較高的共模抑制比[CMRR])，并具有最小的失調(diào)電壓。低-3dB 點為1/(21RSC)，并且，不論耦合電容的尺寸大小，電路都可以保持其電源抑制比(PSRR)、CMRR 和動態(tài)范圍。絕大多數(shù)視頻電路采用這種方法構(gòu)建，而且絕大多數(shù)交流耦合視頻的應(yīng)用仍然采用這種方式。

　　隨著數(shù)字視頻和電池供電裝置的出現(xiàn)，負(fù)電源就成了降低成本與功耗的負(fù)擔(dān)。RC 偏置的早期嘗試與圖3b 類似，其中使用了分壓器。假定圖3a 中R1 = R2，且VCC 等于VCC 與VEE 之和，這兩個電路是相似的。但是兩者的交流性能是不同的。例如，圖3b 中VCC 上的任何變化將直接導(dǎo)致運放輸入電壓按照一定的分壓比變化，而圖3a 中，該變化被運放的電源余量吸收了。R1 = R2 時，圖3b 的PSRR 只有-6dB 。因此，電源必須經(jīng)過濾波與良好的穩(wěn)壓。

　　為了改善交流PSRR (圖3c)，插入一個隔離電阻(RX)是低成本的替代方法。不過，除非與Rf 和Ri 的并聯(lián)值匹配，否則這種方法會帶來額外的直流失調(diào)。更麻煩的是，這還需要RxC1 與C2Ri 的乘積必須小于3 至5Hz，如上文所述。盡管該電路中更大的旁路電容(C3)需要更小的RX，并降低了失調(diào)電壓，但同時也使C1 增大。在使用電解電容的低成本設(shè)計中可以采用這種方法。

　　另一種選擇是圖3d，它用3 端穩(wěn)壓器替代了分壓器，并將PSRR 擴(kuò)展到低至DC。穩(wěn)壓器的低輸出阻抗在降低電路失調(diào)電壓的同時，使RX 更接近Rf 和Ri 的并聯(lián)值。因為C3 的唯一目的是降低穩(wěn)壓器噪聲，并以頻率的函數(shù)補(bǔ)償穩(wěn)壓器的輸出阻抗(Zout)，所以其值小于圖3c 中的值。不過C1 和C2 仍很大，并且對低于RiC1 乘積的頻率，CMRR 存在較大的問題，另外還有穩(wěn)定性問題。

 
　　圖3. RC 偏置技術(shù)，包括雙電源(a)、使用分壓器的單電源(b)、低失調(diào)的分壓器(c)以及改善了PSRR 的穩(wěn)壓源(d)。

　　根據(jù)上述內(nèi)容，雙電源供電交流耦合比單電源方法更好(考慮共模抑制與電源抑制)—— 不考慮具體應(yīng)用。

視頻箝位

　　亮度、復(fù)合信號與RGB 信號在黑色(0V)參考電平與帶有同步頭(-300mV) 的最大值(+700mV) 之間變化。但是，與圖1 占空比變化的脈沖相似，若這些信號是交流耦合的，偏置電壓會隨視頻內(nèi)容而變化(被稱為平均圖像電平或APL) ，并會丟失亮度信息。需要有一個電路電路將黑色電平保持為常數(shù)，不隨視頻信號或同步頭幅度的變化而變化。

　　圖4a 所示電路被稱作二極管箝位，試圖通過二極管(CR)代替電阻來實現(xiàn)。該二極管相當(dāng)于單向開關(guān)。這樣，視頻信號的大部分負(fù)向電壓、水平同步頭被強(qiáng)制為地。因此該電路又被稱作同步頭箝位。假定同步電壓(-300mV) 不變，而且二極管的導(dǎo)通電壓為零，這將使參考電平(0V)保持恒定。雖然不能控制同步電平，但是可以降低導(dǎo)通電壓，即通過將箝位二極管放在運放的反饋回路實現(xiàn)“有源箝位”。這樣做的主要問題是：如果匹配電路不正確則有可能產(chǎn)生自激，并且在分立設(shè)計中很少采用。集成方案可以進(jìn)行補(bǔ)償，具有更高的可靠性。(例如MAX4399、MAX4098 和MAX4090。)

　　若同步電平變化或不存在，二極管可以用開關(guān)替代—— 通常使用受外部信號控制的FET (圖4b)。這就是鍵控箝位，控制信號是鍵控信號。鍵控信號與同步脈沖一致，這就實現(xiàn)了同步箝位。與二極管箝位不同的是，這種方法可以在同步間隔的任意位置使能，而不僅僅在同步頭。如果鍵控信號出現(xiàn)在視頻信號是黑色電平時(圖4c)，則得到“黑色電平箝位”。這種方法最為通用、接近理想模型。開關(guān)不具備二極管的導(dǎo)通電壓，可以真正實現(xiàn)黑色電平箝位。

　　加入一個直流電壓源(Vref)為色度、Pb 與Pr 以及復(fù)合信號和亮度信號設(shè)定偏置。其缺點是需要同步隔離器獲得鍵控信號，而在某些應(yīng)用中這就不夠準(zhǔn)確了。若正在量化視頻信號，則希望黑色電平保持在