系統(tǒng)電源中保持開關穩(wěn)定的臨界模式控制器的設計

摘要：開關電源中在動態(tài)負載的情況下為保持開關穩(wěn)定，需要將電源系統(tǒng)設計在臨界模式下工作，本文中，以FLYBACK拓撲結構為例，分析了臨界狀態(tài)產(chǎn)生的原理，并根據(jù)非連續(xù)模式和連續(xù)工作模式對應的極點和零點，提出了基于開關頻率調整的臨界模式控制器的設計，通過SPICE模擬，得到了相關結果，在此基礎上設計了應用臨界模式控制器的開關電源。
關鍵詞：臨界模式控制器；開關電源；FLYBACK拓撲結構；SPICE模擬

前言

　　目前，系統(tǒng)中的開關電源具有兩種不同的工作模式，當電源處于導通狀態(tài)的時候，可以用不同的模式來描述環(huán)繞在電源扼流圈中的電流[1]。本文以FLYBACK拓撲結構為例，按照其工作原理，可能工作在兩種不同的模式，但這兩種模式具有相同的功率容量，則對應這兩種不同的導通模式，在直流和交流情況下會有非常大的差別，而且組成電源的元器件會受不同程度的影響[2]。根據(jù)眾多實驗結果的分析，可以看出眾多的離線式電源系統(tǒng)，為了提高系統(tǒng)的可靠性，降低對元器件等級的要求，一般都工作在非連續(xù)區(qū)域。

　　本文將首先介紹臨界模式控制原理，在分析兩種模式工作特點的基礎上，提出臨界模式控制的概念，并通過不同模式零、極點的分析，得出針對FLYBACK結構調整臨界模式的方案，提出整體電路系統(tǒng)設計，并給出模擬仿真結果。

臨界模式控制原理

　　圖1(a)和(b)示出幾個周期內轉換器線圈中流過電流的波形示意圖，從圖中可以看出，當處于導通狀態(tài)的時候，在電感中建立起來磁場，電流快速上升；而當關斷后，電感磁場快速下降，根據(jù)洛侖茲定律，在電感中建立起反向電動勢，在這種情況下，電流為了保持其電流連續(xù)性，必須找到其相應通路，并且電流開始減小，例如，在拓撲結構為FLYBACK的情況下，可以通過輸出網(wǎng)絡維持其電流，而在BUCK拓撲結構下，則通過續(xù)流二極管維持其電流[3]。

　　如果在電流下降的周期內，在電流減至零之前，電路再次導通的話，如圖1(a)所示，稱為“連續(xù)導通模式”（CCM）。而如果當關斷時期內，由于線圈儲能比較有限，導致再次開通之前電流已經(jīng)降為零，如圖1(b)所示，出現(xiàn)了一段“死區(qū)時間”，則對應的工作狀態(tài)稱為“非連續(xù)導通模式”（DCM）。死區(qū)時間有長有短，而如果將電路設置成這樣的工作狀態(tài)，就是當在關斷期間，電流一降到零，系統(tǒng)立即開啟，則對應的死區(qū)時間為零，對應的這種工作狀態(tài)稱為“臨界導通模式”。

圖1 開關過程電流示意圖

(a)連續(xù)導通模式（CCM）電流波形示意圖
(b)非連續(xù)導通模式（DCM）電流波形示意圖

　　目前總共有三種方法使電路進入臨界狀態(tài)：

　　·確定出臨界狀態(tài)對應的電感值LC，但是當電感值LC確定后，在不同負載情況下，系統(tǒng)卻可能進入CCM模式，也可能進入DCM模式；
　　·已知的某一個給定電感L情況下，通過確定負載的大小，使電路進入不同的模式；
　　·將上述的電感和電阻等關鍵元器件的值都固定下來，通過開關頻率的調整，使電路進入臨界模式。

臨界模式控制器的設計

　　圖2所示FLYBACK拓撲結構的轉換器，通過對它的計算分析來進行進一步的解釋。

　　為了簡化分析，先進行如下假設[3]：

　　假設1：每周期內電感平均電壓降為0；

　　假設2：根據(jù)圖1(b)所示，當L=LC的時候，IL(平均)=1/2IP

　　假設3：電源功率具有100%的轉換效率，即Pin=Pout

　　采用上面假設1，可以確定出在CCM模式下的直流電壓轉換率，根據(jù)圖2(b)可以得到下列關系式：

圖2 確定臨界狀態(tài)電路示意圖


(a) FLYBACK拓撲結構電路示意圖
(b) 次級線圈對應電壓波形示意圖

　　根據(jù)圖1(b)可以看出，對應于臨界模式，意味著在導通狀態(tài)中，對線圈中存儲的能量會在下個周期開始的時候正好降為零，根據(jù)此判斷，可得[4]：

　　

　　根據(jù)假設2，對上式積分可得：

　　，
　　
　　通過聯(lián)立上述方程，可確定出對應臨界狀態(tài)的關鍵元器件的大小：
　　

表1 FLYBACK拓撲不同模式對應極點、零點及電壓增益

　　以上確定了FLYBACK拓撲結構轉換器臨界模式對應的關鍵參數(shù)值，也可以確定出，在保證電源穩(wěn)定和可靠的前提下，DCM模式和CCM模式對應的極點和零點也能夠確定出來。表1給出了不同操作模式下極點和零點的位置及對應的FLYBACK電壓增益。

　　表1中FSW為開關頻率，VSAW對應PWM控制信號鋸齒波的幅度，LP為初級線圈電感。

　　根據(jù)表1，采用功率分析軟件POWER 4-5-6進行模擬[5]，對于100kHz頻率、電壓模式PWM控制器進行模擬分析，所得結果如圖3所示，其中圖3(a)所示為DCM模式下的高頻極點，圖3(b)所示為CCM模式下的高頻極點模擬結果。

　　從圖3可以看出，DCM模式下，需要雙極點單零點的補償網(wǎng)絡，而CCM模式則需要雙極點雙零點的補償網(wǎng)絡，當在DCM模式下的極點和零點固定的情況下，CCM的二級極點將會對應于控制信號的占空比而發(fā)生變化。

控制器的SPICE模擬

　　在用SPICE模擬器進行模擬的時候，這種電源系統(tǒng)對應有兩個SPICE模型[5]，一個是平均模型，另一個是開關模型。平均模型使用的是SSA技術，其中沒有開關元器件的考慮，所以模擬起來速度快，可以進行交流和瞬態(tài)分析。而開關模型中，則更多考慮所用的PWM控制器和其中的開關管MOSFET的特性，能夠針對小信號或大信號瞬態(tài)掃描進行分析。兩種模型各有特點，平均模型仿真速度快，但對電路漏電流和寄生效應等的模擬則無法進行；而開關模型則運行時間較長，但考慮了其中的寄生參數(shù)，能夠保證對研究的電路進行深入的分析[6]。

圖3 對應圖2電路的模擬結果

(a) CCM模式下的模擬結果；
(b)DCM模式下的模擬結果

　　本文中，所對應開關模型的網(wǎng)表如下所示：

表2


　　該網(wǎng)表所對應電路如圖4所示。

圖4 開關模型分析的網(wǎng)表所對應的電路示意圖

圖5 所設計的帶有臨界模式控制器的開關電源示意圖

　　在進行AC模擬的時候，需要暫時反饋開路，將誤差放大器隔離開，通過補償網(wǎng)絡的調整，使要求得到滿足。最快的方法是如圖4中所示，由L2和C7組成的LC網(wǎng)絡插入進電路中，達到隔離反饋的目的。電感元件能夠維持直流誤差的大小，從而使輸出維持在所需要的值上，同時將AC誤差隔離阻斷。電容元件能夠產(chǎn)生一個AC信號，從而允許正常的AC掃描。在正常的交流掃描時，使L2=1kH，C7=1kF；而當進行瞬態(tài)分析的時候，則L2=1nH，C7=1pF；以上這種辦法能夠保證自動直流占空比調整，保證當占空比改變的時候，能夠快速調整輸出參數(shù)，而不會對其它信號產(chǎn)生影響。

結論

　　按照前面的討論，如果將SMPS置于非連續(xù)模式，對于涉及補償網(wǎng)絡是相對容易的，而且將電路置于非連續(xù)模式能夠保證穩(wěn)定和可靠的電路工作狀態(tài)。那么如何保證電路在DCM狀態(tài)，而且與輸出無關呢？有兩種辦法：一是計算LP；二是通過頻率的不斷調整使電路維持在DCM狀態(tài)。按照上述方法設計的臨界狀態(tài)控制器能夠保證電源電路當初級電路降為零的時候立刻開啟，在這種情況下，就不用考慮不同負載情況下的不同設計方法了，只需要保證所設計的控制器能一直控制SMPS在DCM模式下工作即可，而且在很寬的負載范圍內都能夠穩(wěn)定可靠工作。

　　另外在設計調整器的時候，還需要考慮特殊情況，例如空載。在這種情況下，按原先設定的控制方案，電路開關頻率將被調制的非常高，導致了不必要的開關損耗以及電磁兼容等問題，而且電源在系統(tǒng)工作時，空載情況會非常多見，所以需要在電路設計中解決這一問題，在電路中加了頻率鉗制器，使頻率可調范圍的上限在合理范圍內。

　　帶有臨界模式控制器功能的開關電源能夠實現(xiàn)400W的AC/DC適配器的調節(jié)。其中，漏電部分的控制通過R5和C5(見圖5)進行控制，同時還可以對上升電壓進行平滑作用，減小了輻射噪聲的產(chǎn)生，原來的電路設計中，總是用可控硅和齊納管來替代，它們對噪聲的控制是沒有作用的。

參考文獻：

[1]  R. D. MIDDLEBROOK and S. CUK, A general Unified Approach to Modeling Switching Converter Power Stages , IEEE PESC, Vol.21, No.1, 18-34, 1976. Record, pp 18-34 Vol.35, No.8, 830-839, 2005.
[2]  姜巖峰，謝孟賢。微納電子器件，北京：化學工業(yè)出版社，2005
[3]   R. KELLER, Closed Loop Testing and Computer Analysis Aid Design Of Control Systems , Electronic Design, Vol. 22, No.12, 132-138, 1978.
[4]  V. VORPERIAN, Simplified Analysis of PWM Converters Using The Model of The PWM Switch, Parts I (CCM) and II(DCM) , Transactions on Aerospace and Electronics Systems, Vol. 26, No.3, 21-48, 1990.
[5]   S. SANDLER, SMPS Simulations with SPICE3 , McGraw, 1990
[6]  Sam BEN-YAAKOV, Average Simulation of PWM Converters by Direct Implementation of Behavioral Relationships, IEEE  Applied Power Electronics Conference (APEC’93), pp 510-516