數(shù)字鑒頻器性能的測量限制

數(shù)字鑒頻器(DFD)可為大范圍的瞬時RF脈沖或連續(xù)波信號提供精確的頻率測量數(shù)據(jù)。典型地它們覆蓋寬廣的帶寬，如50到500MHz、0.5到2GHz、2到6GHz、6到18GHz，以及2到18GHz，但很少超過18GHz。實現(xiàn)18GHz以上DFD的一個主要限制因素是額外的相關器相位噪聲。下面將回顧基本的DFD性能和限制，并介紹將可用性擴大到18GHz以上的設計。
圖1顯示了不同形式的DFD，取決于應用和性能需求。DFD是時更加復雜系統(tǒng)的基本構造單元，例如瞬時測頻系統(tǒng)(IFM)接收機，其中還包含了門限電路、RF幅度量化器、RF包絡脈寬測量能力和到達時間處理(TOA)。

DFD通常用來構成寬帶電子戰(zhàn)(EM)系統(tǒng)。圖2是一個簡化的框圖，顯示DFD微波組件，將一個EW系統(tǒng)簡化到只有基本的內(nèi)容，包括天線、線性放大器，和帶通濾波器。DFD微波電路由RF限幅放大器、相位匹配RF功率分配器、和(典型地)7個相關器陣列組成，每個相關器帶一個RF延遲線，延遲時間安排成二進制序列。每個微波相關器提供sin(θ)和cos(θ)視頻輸出，其中θ是延遲和非延遲RF輸入間的相對相位。由于每個微波相關器有關的延遲時間是常數(shù)(秒)，延遲和非延遲相關器輸入間的相對相位(θ)將會隨RF輸入頻率的變化旋轉。相關器輸出是頻率周期性的，周期由下式給出(輸入頻率范圍需要產(chǎn)生2π弧度的旋轉)：



這里：fp=相關器頻率周期(Hz)；D=延遲時間(秒)。

最短的RF延遲線(在圖2中標為1X)在DFD的設計非模糊帶寬上提供正好360度相位旋轉的。最長的RF延遲線(在圖2中標為64X)設定RF測量的精度和分辨率。中間的相關器(2X到32X)是用來解決1X和64X相關器之間的模糊的。1X到32X相關器帶有比較器(TTL)輸出，64X相關器是唯一采用模擬視頻輸出的相關器。如果DFD配置成只有比較器輸出，簡單的譯碼將產(chǎn)生8位輸出數(shù)據(jù)字。僅使用比較器時，N個相關器將產(chǎn)生N+1個輸出數(shù)據(jù)位。



在最長的延遲相關器上使用視頻放大器和量化器使得頻率測量精度擴展到12位或更高的輸出分辨率。典型的7相關器陣列DFD提供12位輸出頻率數(shù)據(jù)字；已經(jīng)生產(chǎn)了最少1個、最多10個相關器的DFD。由于VSWR和其它誤差，相關器受相位測量誤差支配。借助適當?shù)慕獯a，圖2顯示的基本設計允許每個相關器產(chǎn)生多達45度(與相鄰相關器相比)的相位誤差而不會導致模糊錯誤。



假如類似的設計只使用4個相關器(1X、4X、16X、64X)，相位余量將減少到22.5度。這個緊縮型設計(4比1)的問題在較高頻段會變得明顯。預期的高頻相關器均方相位誤差是6度。因此，三階標準差是18度。在全部頻率和溫度范圍內(nèi)這非常接近最大允許相位余量22.5度，因此可能產(chǎn)生模糊錯誤。

由于RF頻率測量精度和分辨率取決于最長延遲時間相關器的性能(例如64X)，集中精力于RF路徑，包括RF前置放大器(決定系統(tǒng)噪聲指數(shù))和帶通濾波器(決定噪聲帶寬)來改善性能是可能的。圖2所示的相位匹配功率分配器被Wilkinson功率分配器，把RF輸入分配到延遲和非延遲路徑。相關器簡單地將兩路信號乘起來，把得到的視頻信號低通濾波(圖3)。使用此簡單模型，RF輸入頻譜和Wilkinson功率分配器由圖4所示。RF限幅放大器的作用暫時忽略。



采用圖3所示的系統(tǒng)模型，圖4的輸入譜，可以計算均方RF頻率誤差，是RF輸入信噪比、相關器時間延遲、RF通帶中心頻率以及RF輸入帶寬的函數(shù)。



其中，F(xiàn)e=頻率均方誤差(MHz RMS)
Bw=RF帶寬(MHz)
Bv=視頻帶寬(MHz)
Fo=RF通帶中心頻率(MHz)
D=RF輸入和相關器之間的延遲(µs)
SNR=輸入信噪比(無量綱)

該公式使得在指定RF帶寬下的頻率測試精度時能計算需要的延遲時間。圖5顯示了典型DFD的頻率測量精度。計算預見了高斯噪聲分布，盡管圖5顯然顯示了周期性誤差。這些周期性誤差是相關器微波電路中的VSWR效應帶來的。除了熱噪聲帶來的測量頻率誤差，存在著三種顯著的噪聲源：相關器VSWR、量化噪聲和模糊誤差。



微波相關器內(nèi)部VSWR產(chǎn)生相位測量誤差：這是熱噪聲誤差的加性誤差，呈現(xiàn)在RF噪聲到視頻噪聲的轉換中。典型地2到16 GHz相關器有4度。6到18 GHz相關器產(chǎn)生大約6度均方相位誤差。

由于DFD產(chǎn)生數(shù)字輸出，它受量化誤差影響，與平均頻率測量單元寬度成正比。量化噪聲可通過增加DFD頻率測量精度來減少。單元寬度與量化噪聲的關系為：



這里：QE=量化噪聲(MHz，RMS)；CWn=常見輸出數(shù)據(jù)頻率單元寬度(MHz)



在解碼時，如果相鄰相關器相位誤差超出最大允許相位余量，模糊誤差就產(chǎn)生了。該誤差比什么都嚴重，因為其值很大且重復。例如，DFD設計用于產(chǎn)生1MHz頻率精度，而模糊分辨率的崩潰可能產(chǎn)生128MHz、256MHz或其它頻率測量精度之二進制整次冪的誤差值。早期DFD設計采用4比1相關器延遲，相位余量限制為22.5度。如果以此實現(xiàn)6到18GHzDFD，三倍標準差達到18度，非常接近相位余量極限。由于此原因，早期DFD設計通常規(guī)定允許產(chǎn)生一些模糊誤差?，F(xiàn)代設計采用2比1相鄰相關器延遲，不允許在設計動態(tài)范圍內(nèi)出現(xiàn)模糊誤差。

所有這些誤差源可概括在單一曲線中，原型DFD設計的性能可在給定的RFSNR范圍內(nèi)計算和評估(圖6)。有一個特別的分析程序考慮關鍵的設計參數(shù)，包括無模糊帶寬、RF帶寬、視頻帶寬、相關器數(shù)目、輸出頻率測量精度、相關器相位誤差估計，以及計算RF噪聲到視頻噪聲(在等式2中)。這些誤差以平方和開方來計算。累加所有這些誤差源使得程序能將預期的RMS誤差作為輸入RF SNR的函數(shù)來繪圖。計算了模糊誤差邊界，使用等式1在累計相位誤差超過23.08度時將頻率誤差轉換為相位誤差并設定RF SNR邊界。這對應于1.95倍相位標準差，或者以5%的概率超出45%的相位余量。

熱噪聲誤差曲線在0 Dbr FSNR區(qū)域有一個雙曲線。這考慮了負的RF輸入SNR，RF限幅放大器(圖2)相對于噪聲電平將信號抑制了1.05dB.當RFSNR為正時，同樣的功能將噪聲壓低3dB。



為了驗證圖6的數(shù)據(jù)測試了一個產(chǎn)品化的DFD，在2到6GHz設計帶寬上采用了500個頻率步，1dBRFSNR步長，從+15dB到-10dB。結果顯示在圖6曲線F中。在較高的SNR輸入?yún)^(qū)域，結果比預測略好，表明相關器VSWR比預測略好。隨著輸入SNR降低，預期曲線和測量曲線逼近一致。小于-2dBSNR時，隨著模糊誤差邊界的逼近，測量誤差變大。當接近-10dBRFSNR時，輸出數(shù)據(jù)失去了與RF輸入的任何聯(lián)系，DFD基本上變成了隨機數(shù)發(fā)生器。

要達成這樣的結果需要在系統(tǒng)天線和DFD之間竭力控制RF增益。例如，考慮DFD之前的RF增益路徑在整個頻帶上理想地平坦，只在一個小區(qū)域相對于整個工作頻段有2dB衰落。在此2dB衰落區(qū)域，輸入系統(tǒng)的RF信號必須增加2dB以充分利用DFD的靈敏度。為此原因，要考慮系統(tǒng)中安裝的DFD所需的全頻帶靈敏度，對應于DFD最小操作RFSNR，加上DFD之前的峰峰增益變化。

輸入了設計無模糊帶寬和相關器數(shù)目，程序計算最長RF延遲線的長度(64X相關器)為12.50納秒，如圖6之G所示。進一步指定視頻帶寬為10MHz，對應于10到90%視頻上升時間為35納秒，程序將計算最小RF觸發(fā)脈沖寬度H，作為最長RF延遲和視頻上升時間之和末尾47.5納秒。這是最小的RF脈沖寬度，如果DFD由RF輸入包絡同步觸發(fā)。如果DFD是同步設計，100%截獲概率(POI)所需的最小RF脈沖寬度為最小的RF脈沖寬度和時鐘周期之和。

為了驗證POI對RF脈沖寬度概念，將圖7的數(shù)據(jù)輸入給2到GHz DFD。在此情況下長延遲是7.81納秒，系統(tǒng)采樣時鐘是40MHz。相關器輸出視頻帶寬設置成10MHz。最小觸發(fā)RF脈沖帶寬計算出是42.81納秒；100%截獲概率(POI)RF脈沖寬度為67.81納秒。



觀察圖7，當施加一個門限輸入信號時(-60dBm)，100%POI到最小觸發(fā)RF脈沖帶寬轉換幾乎是線性的。增加RF輸入信號電平改善短脈沖的POI，主要是由于在高RF輸入電平時的視頻展寬造成的。

最后回到圖6，該計算機程序也計算最低RF SNR，這樣，給定輸入頻率是一個輸出頻率單元的中心，保證數(shù)據(jù)報告的最小RF輸入SNR是在單元內(nèi)部，概率為0.9。這在圖6中顯示為I。

該專有的計算機程序提供了DFD設計的巨大推動。一旦所需的RF帶寬和輸出頻率精度及分辨率確定了，就能夠計算所需的延遲時間。然后將得到產(chǎn)生所需輸出的延遲線數(shù)目。

盡管觸發(fā)式DFD設計中，頻率數(shù)據(jù)由RF包絡觸發(fā)，形成POI和最小RF脈沖寬度的最佳組合，大多數(shù)現(xiàn)代DFD是同步的而非觸發(fā)的。在同步DFD設計中，RF頻率以固定間隔連續(xù)采樣。這允許同步頻率測量數(shù)據(jù)與RF振幅和到達角(AOA)數(shù)據(jù)同步。同步設計也支持DFD內(nèi)部的RF SNR估計，這樣，除了提供測量的頻率數(shù)據(jù)，DFD同時在RF頻率采樣時估計RF SNR。RF SNR的瞬時估計消除了噪聲浮動門限的需求，還支持其它特性，如先進的脈沖上的脈沖、或者連續(xù)波上的脈沖，以及多徑對消。

負離子發(fā)生器相關文章:負離子發(fā)生器原理