用于精確功率測量的二極管傳感器技術

本文中我們將分析一些現(xiàn)代通信系統(tǒng)對測量功率的需求，并將介紹功率測量技術以及在進行功率測量的過程中存在的誤差和不確定性。
客戶對數(shù)據(jù)率日益提高的需求已經(jīng)驅使從第一代移動電話和微波鏈路所使用的簡單的恒定包絡調制方式—如PMR設備中使用的FM制式—向更為復雜的調制制式如GMSK、CDMA和N-QAM轉移。
本文將重點介紹對CDMA和N-QAM系統(tǒng)的均方根(RMS)測量，并將介紹可用于測量這些類型信號的兩種不同類型的傳感器技術。
CDMA信號如IS-95(北美窄帶CDMA標準)或3GPP WCDMA標準具有大量的幅度內容。通常情況下,峰值到平均功率的比值最小為10dB,最高可能為16dB。這種幅度變化致使傳統(tǒng)的CW線性校正二極管傳感器不適合于這些類型的測量。
射頻鏈路已經(jīng)采用了N-QAM—典型的是64 QAM或256 QAM—調制方式以提高數(shù)據(jù)率。其它如WLAN標準這樣的一些較新且數(shù)據(jù)率較高的系統(tǒng)也采用了64QAM以獲得最快的數(shù)據(jù)率。這些系統(tǒng)的符號率通常高于大多數(shù)常見的峰值功率計的帶寬，而RMS測量可以對系統(tǒng)的功率作出精確和經(jīng)濟的指示。
功率測量技術已經(jīng)確定了三類主要的功率傳感器設計：熱敏電阻、二極管和熱電堆或塞貝克效應(Seebeck effect)。熱敏電阻傳統(tǒng)上一直被用于標準的轉換，并不用于對系統(tǒng)和設備的常規(guī)測量，因為它們的功率處理能力有限。
基于二極管的傳感器一直有兩種不同的形式：僅基于平方律的傳感器和線性校正寬動態(tài)范圍傳感器。最近，人們已經(jīng)推出了第三類二極管傳感器，即基于多只二極管的傳感器。
熱電堆或塞貝克效應傳感器根據(jù)熱電偶的原理工作，并依賴于輸入信號的熱效應。這使它們成為測量復雜波形如N-QAM的真實RMS功率的理想選擇，因為無論加在載波上的調制方式是什么，它們將總是對輸入波形的真實RMS值作出響應。
熱電堆具有良好的返回損失，它可以減小測量的不確定性。唯一的缺點在于它們的動態(tài)范圍有限，且與二極管傳感器相比響應速度較慢。安立的快速熱傳感器具有4ms的響應時間。
圖2所示為熱電堆單元和二極管檢測器的響應。傳統(tǒng)的二極管檢測器要么工作在平方律區(qū)域，因此動態(tài)范圍被限制為50dB；要么采用線性校正技術來擴展它們的動態(tài)范圍。這種技術受到功率計速度的限制，并且不適合于系統(tǒng)傳輸?shù)姆柭蔬h遠超過功率計采樣率的應用。

如圖2所示，我們可以看到二極管平方律從-70dBm延伸到大約-20dBm。通用的傳感器利用三條二極管路徑構成的平方律區(qū)域來制成一種從+20dBm覆蓋到-60dBm動態(tài)范圍的真正的RMS傳感器。在二極管對之間有兩個轉換點，第一個轉換點大約在-3.5dBm，而第二個轉換點在-23.5dBm。
對于檢測器A的路徑，有40dB的衰減；如果輸入功率在+20dBm到-3.5dBm的范圍內，就要選擇該檢測器。因此，在二極管上的信號電平的變化范圍從-20dBm到-43.5dBm。檢測器B具有23dB的衰減，如果輸入功率的范圍在-3.5dBm到-23.5dBm之間，就要選擇該檢測器。在二極管上的信號電平的變化范圍從-26.5dBm到46.5dBm。
最后一對二極管－檢測器C只有6dB的衰減，并且當輸入電平下降到-23.5dBm以下才工作。在二極管上的信號電平的變化范圍從-29.5dBm 到-66dBm。系統(tǒng)框圖和物理版圖如圖3和4所示。

那么，這三對二極管工作的優(yōu)勢是什么？我們具有一個真實的RMS范圍達到80dB的傳感器，那么對于測量由UE—希望覆蓋寬的動態(tài)范圍—產(chǎn)生的WCDMA信號就非常有用。當然，僅僅采用兩對二極管路徑就可能制成類似的傳感器。二極管的平方律區(qū)域為50dB，所以如果具有兩個路徑，其中每一個都工作在40dB的范圍內，那么，這就足以產(chǎn)生一個動態(tài)范圍是80dB的傳感器。
然而，讓我們比較兩個傳感器的噪聲性能。對于兩個路徑傳感器，在－20dBm的中途轉換點，在二極管上的輸入功率等于-60dBm，在此點的噪聲會對測量造成嚴重的影響。對于三路徑傳感器，在任一個轉換點的最低信號都是-46dBm，所以信噪比要比采用雙路徑的方法好得多，從而使測量速度更快，但是精度較低。
測量誤差和不確定性可以分成四個受影響的主要區(qū)域：功率計、校正器、傳感器以及被測器件的一些特性，如匹配和偽信號輸出。我們將依此考查這些領域以分析它們對功率測量的貢獻。

這是一個現(xiàn)代功率計的典型方框圖。輸入信號被放大后，經(jīng)過模數(shù)轉換，然后，由DSP處理。在傳統(tǒng)的功率計中，放大器的每一個量程的設置通常采用十倍量程。對寬動態(tài)范圍功率傳感器的需求已經(jīng)導致要采用動態(tài)范圍更大的模數(shù)轉換器，并且各量程的覆蓋范圍通常大于10dB。
安立的功率計具有5個放大器量程，增益最小的兩個量程是直流耦合，并且具有對GSM類型應用快速響應的優(yōu)點。其它三個量程是交流放大器，它們與傳感器中的一個斷路器配合使用。這些量程被用于測量低電平的信號，在此，穩(wěn)定性、噪聲和漂移是主要的參數(shù)。如果減小這些量程的帶寬，可以改善噪聲性能。
儀器的精度
功率計的儀器精度小于0.5%，并且可以被處理為一般誤差；當考慮作為基帶電壓測量系統(tǒng)時，這就是功率計的性能。一些通常會影響該數(shù)字的參數(shù)—如量化誤差以及零殘留(carry over)—已經(jīng)通過采用具有更高分辨率的模數(shù)轉換器大為降低。

最低的增益量程通常具有最大的動態(tài)范圍。讓我們分析量化對該增益量程的影響，因為該影響將是最重要的。

在這個量程上，模數(shù)轉換器的最大輸入電壓是4.5V。轉換器為16位模數(shù)轉換器，所以，分辨率為每位68.6uV。該量程必須處理的最小信號大約是80mV，這大約對應于模數(shù)轉換器的1,200位。因此量化誤差小于0.09%，不必當成獨立的項目來處理。其它的放大器量程具有更小的動態(tài)范圍，所以量化誤差要小得多。

零位調整和漂移

這是調零過程的殘留效應，其在一小時內的漂移采用最大平均法來測量。對該參數(shù)的規(guī)范要求是誤差項在最敏感的范圍內小于滿量程的0.5%。對于本文中已討論過的兩個傳感器，最敏感的量程達到10dB。

對于快速熱量傳感器，零位調整等于0.05mW；而對于通用二極管傳感器，零位調整等于0.05nW。隨著功率電平在最小量程內的降低，零位調整和漂移的影響更為重要。對于已公布的動態(tài)范圍內最低端的信號，其貢獻小于5%。

校準器功率參考

功率參考為功率計提供一個可追蹤的0dBm參考電平，以校準傳感器。參考校準可追蹤到國家標準，并且可以被考慮為具有+/-1.2%內的峰值精度或一年內具有0.9% 的RSS。我們要考慮的其它誤差是待校準傳感器與該參考之間的不匹配。該參考具有小于1.04的VSWR(電壓駐波比)，而該數(shù)值有助于減小這種誤差。對于被考慮的兩個傳感器，這個誤差項是0.31%。

功率傳感器

功率傳感器對不確定性預算的影響有5個因素：

1. 線性度

傳感器具有一個線性規(guī)范，它是與理想功率測量設備之間的測量偏差；

2. 溫度系數(shù)

熱電堆和二極管單元兩者都具有溫度系數(shù)。安立的傳感器對溫度漂移進行單獨的校正，并且在功率計用來計算校準的襯底上具有小的熱敏電阻。校準是不完美的，所以，仍然存在殘余誤差；典型情況下，該誤差在寬的溫度范圍內小于1%。

3. 不匹配

它是在測量時傳感器和被測設備之間的不確定性。這常常是誤差預算中最大的一個因素，即使各傳感器之間的匹配較好。

4. 校正因子的不確定性

這是傳感器和校正因子的校正系統(tǒng)之間不匹配的函數(shù)，它受到被測傳感器的影響。所以，對于38GHz的快速熱傳感器的例子，其具有的校正因子不確定性為3.62%，而2.2 GHz的通用傳感器具有0.6%的校正因子不確定性。

5. 噪聲

這取決于傳感器的類型和所施加的信號電平。對于熱電堆單元，隨著信號電平的減小，噪聲的貢獻增加。對于通用傳感器，我們需要考慮每一組二極管上向著量程轉換點處增加的噪聲。在量程轉換之后，信噪比就得到改善。功率計信號通道對傳感器的整體噪聲性能的貢獻相對很小。

平均化可以減小噪聲，安立 ML234X功率計提供幾種平均化的方案。在較低功率下，有一種自動增加平均的工具，以保持在較高功率電平上的快速響應。

不匹配

當進行一次測量時，這可能是對誤差預算貢獻最大的一個因素。不匹配誤差由傳感器和信號源的阻抗不匹配所引起。在通用術語中，傳感器—是無源終端—往往具有比有源器件更好的匹配。反射波與發(fā)射波以向量方式疊加，從而產(chǎn)生駐波。傳感器將檢測到這一點，但是，不可能探測到最大和最小的位置。因此，當考慮不匹配誤差時，我們總要采用最壞的情形。

描述不匹配程度的方程如下：

其中s是信號源。l是負載，這種情況下就是傳感器。