一種基于滑?？刂频恼也孀兤?/h1>
根據(jù)變結(jié)構(gòu)系統(tǒng)理論，變換器方程可改寫為：=A′x＋B′γ＋D(11)
x=y－y＊（12）式中x為狀態(tài)變量誤差，x=，y＊=。代入式(12)得：
iL=x1＋iLref（13）
vc=x2＋vref（14）
將式(2)代入式(13)并考慮i0=vc/R，得：iL=x1＋＋icref（15）式中icref=C（16）
將式(14)，(15)與(16)代入式(9)得：=＋＋γ（17）
對照式(11)可得：A′=B′=(18)D=
改寫式(3)為
s(x)=c1x1＋c2x2=cTx（19）式中cT=，x=。
滑模存在的條件是要求所有在滑模面附近的狀態(tài)軌跡都指向滑模面。通過滑?？刂破鳟a(chǎn)生的信號控制開關(guān)管的動作來保證系統(tǒng)的狀態(tài)穩(wěn)定在滑模面附近。因此滑?？刂破餍铦M足式(20)：（20）
使開關(guān)管變量γ有如式(21)所示關(guān)系時(shí)，滿足式(20)。γ=（21）
因此式(20)所表示的條件也可改寫為：（22）
在實(shí)際應(yīng)用中，可以認(rèn)為狀態(tài)變量誤差x遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于參考量y＊，因此式(22)可變?yōu)椋海?3）
將B′與D代入得：（24）
式(16)代入式(24)得：（25）
當(dāng)系統(tǒng)穩(wěn)定時(shí)，式(7)等于零，可得電壓誤差的動態(tài)特性為：=－（26）在一個(gè)穩(wěn)定的滑模控制中，必須滿足>0。結(jié)合式(25)，可得：
c1>0,c2>0（27）
設(shè)計(jì)一個(gè)有效的滑模控制器，就必須同時(shí)滿足式(25)與式(27)兩個(gè)條件。
理論上閉環(huán)滑?？刂频淖儞Q器具有無限高的開關(guān)頻率，但在具體實(shí)現(xiàn)時(shí)是不可能的，因?yàn)檫^高的開關(guān)頻率會產(chǎn)生高頻顫動，這種高頻顫動會在系統(tǒng)中形成干擾，使系統(tǒng)不穩(wěn)，同時(shí)高頻顫動也增加了開關(guān)損耗。為了回避這種高頻顫動，需要采取相應(yīng)的開關(guān)頻率降低方法，本文采用了延遲方法，即式(21)修改為：γ=（28）
式中σ為控制延遲量，當(dāng)－σs(x)＋σ時(shí)，開關(guān)狀態(tài)保持不變。實(shí)際電路中通過一滯環(huán)比較器來實(shí)現(xiàn)。4仿真與實(shí)驗(yàn)
本變換器的滑?？刂破魅鐖D4所示。該控制器的c1=0.3226,c2=0.2036；電流反饋系數(shù)k=0.08V/A；選取L=200μH，C=220μF。
圖5～圖7所示為負(fù)載R=100Ω時(shí)的電路仿真結(jié)果。Vin=200V，正弦參考電壓vref=2＋sin314t。從
一種基于滑?？刂频恼也孀兤?p>
圖8負(fù)載突變時(shí)輸出電流波形和輸出電壓波形（仿真）
(b)輸出電壓
圖9輸出電壓波形（實(shí)驗(yàn)）
(a)輸出電流
圖中波形可知，電壓v1=62＋31sin314t，電壓v2=62－31sin314t，變換器的輸出電壓v0=v1－v2=62sin314t。圖8為負(fù)載R從空載到R=10Ω時(shí)的輸出電壓。從圖中可知，當(dāng)負(fù)載突變時(shí)輸出電壓變化很小。
圖9所示為負(fù)載R=100Ω，Vin=50V時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。
5結(jié)論
本文提出了一種新的正弦波逆變器的電路拓?fù)?，闡述了其工作原理，并基于滑模控制原理設(shè)計(jì)了電路的控制方案。從仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知此電路能較好地實(shí)現(xiàn)DC/AC變換，系統(tǒng)具有良好的動態(tài)和穩(wěn)態(tài)響應(yīng)。與傳統(tǒng)的全橋SPWM電路相比，能獲得更為理想的正弦輸出電壓。并且由于電感L和電容C是Buck電路的濾波元件，因此可以使用高頻電感以及大的電解電容作為濾波元件，從而可以減小電感值以及電感體積。此外，該電路也能較好地跟蹤非正弦給定信號，因而也可用于信號的功放。本方案的缺點(diǎn)是需采用兩組控制器，控制電路相對較為復(fù)雜。
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根據(jù)變結(jié)構(gòu)系統(tǒng)理論，變換器方程可改寫為：=A′x＋B′γ＋D(11)
x=y－y＊（12）式中x為狀態(tài)變量誤差，x=，y＊=。代入式(12)得：
iL=x1＋iLref（13）
vc=x2＋vref（14）
將式(2)代入式(13)并考慮i0=vc/R，得：iL=x1＋＋icref（15）式中icref=C（16）
將式(14)，(15)與(16)代入式(9)得：=＋＋γ（17）
對照式(11)可得：A′=B′=(18)D=
改寫式(3)為
s(x)=c1x1＋c2x2=cTx（19）式中cT=，x=。
滑模存在的條件是要求所有在滑模面附近的狀態(tài)軌跡都指向滑模面。通過滑?？刂破鳟a(chǎn)生的信號控制開關(guān)管的動作來保證系統(tǒng)的狀態(tài)穩(wěn)定在滑模面附近。因此滑?？刂破餍铦M足式(20)：（20）
使開關(guān)管變量γ有如式(21)所示關(guān)系時(shí)，滿足式(20)。γ=（21）
因此式(20)所表示的條件也可改寫為：（22）
在實(shí)際應(yīng)用中，可以認(rèn)為狀態(tài)變量誤差x遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于參考量y＊，因此式(22)可變?yōu)椋海?3）
將B′與D代入得：（24）
式(16)代入式(24)得：（25）
當(dāng)系統(tǒng)穩(wěn)定時(shí)，式(7)等于零，可得電壓誤差的動態(tài)特性為：=－（26）在一個(gè)穩(wěn)定的滑模控制中，必須滿足>0。結(jié)合式(25)，可得：
c1>0,c2>0（27）
設(shè)計(jì)一個(gè)有效的滑模控制器，就必須同時(shí)滿足式(25)與式(27)兩個(gè)條件。
理論上閉環(huán)滑?？刂频淖儞Q器具有無限高的開關(guān)頻率，但在具體實(shí)現(xiàn)時(shí)是不可能的，因?yàn)檫^高的開關(guān)頻率會產(chǎn)生高頻顫動，這種高頻顫動會在系統(tǒng)中形成干擾，使系統(tǒng)不穩(wěn)，同時(shí)高頻顫動也增加了開關(guān)損耗。為了回避這種高頻顫動，需要采取相應(yīng)的開關(guān)頻率降低方法，本文采用了延遲方法，即式(21)修改為：γ=（28）
式中σ為控制延遲量，當(dāng)－σs(x)＋σ時(shí)，開關(guān)狀態(tài)保持不變。實(shí)際電路中通過一滯環(huán)比較器來實(shí)現(xiàn)。4仿真與實(shí)驗(yàn)
本變換器的滑?？刂破魅鐖D4所示。該控制器的c1=0.3226,c2=0.2036；電流反饋系數(shù)k=0.08V/A；選取L=200μH，C=220μF。
圖5～圖7所示為負(fù)載R=100Ω時(shí)的電路仿真結(jié)果。Vin=200V，正弦參考電壓vref=2＋sin314t。從
一種基于滑?？刂频恼也孀兤?p>
圖8負(fù)載突變時(shí)輸出電流波形和輸出電壓波形（仿真）
(b)輸出電壓
圖9輸出電壓波形（實(shí)驗(yàn)）
(a)輸出電流
圖中波形可知，電壓v1=62＋31sin314t，電壓v2=62－31sin314t，變換器的輸出電壓v0=v1－v2=62sin314t。圖8為負(fù)載R從空載到R=10Ω時(shí)的輸出電壓。從圖中可知，當(dāng)負(fù)載突變時(shí)輸出電壓變化很小。
圖9所示為負(fù)載R=100Ω，Vin=50V時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。
5結(jié)論
本文提出了一種新的正弦波逆變器的電路拓?fù)?，闡述了其工作原理，并基于滑模控制原理設(shè)計(jì)了電路的控制方案。從仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知此電路能較好地實(shí)現(xiàn)DC/AC變換，系統(tǒng)具有良好的動態(tài)和穩(wěn)態(tài)響應(yīng)。與傳統(tǒng)的全橋SPWM電路相比，能獲得更為理想的正弦輸出電壓。并且由于電感L和電容C是Buck電路的濾波元件，因此可以使用高頻電感以及大的電解電容作為濾波元件，從而可以減小電感值以及電感體積。此外，該電路也能較好地跟蹤非正弦給定信號，因而也可用于信號的功放。本方案的缺點(diǎn)是需采用兩組控制器，控制電路相對較為復(fù)雜。
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