基于脈沖負(fù)載的中小功率開關(guān)電源研究

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

采用正激結(jié)構(gòu)加同步整流方式， 設(shè)計(jì)了一個(gè)隔離的脈沖負(fù)載電源。電路輸入電壓為17~ 36 V, 輸出為6 V/ 3 A , 開關(guān)頻率為200 kHz, 輸出濾波電容為200 F, 要求在3 A 負(fù)載時(shí)輸出電壓跌落小于0. 2 V。圖15 為本文設(shè)計(jì)的線路圖， 控制器采用電流型脈寬控制器LM5026, 其中整流MOS 管Q1 采用自驅(qū)方式， 同步整流管Q 2 采用變壓器隔離驅(qū)動(dòng)方式。圖16 為實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證電路的版圖。

圖15 本文設(shè)計(jì)的脈沖負(fù)載電源線路

圖16 本文設(shè)計(jì)的脈沖負(fù)載電源版圖

由于采用同步整流方式， 輸出濾波電感的電流是連續(xù)的。當(dāng)負(fù)載很輕時(shí)， 輸出電感的電流方向會(huì)反向， 并通過(guò)續(xù)流MOS 管Q2 到地繼續(xù)流動(dòng)。電流連續(xù)模式的好處就是整個(gè)控制器在脈沖負(fù)載條件下工作時(shí)， 不會(huì)出現(xiàn)從非連續(xù)模式到連續(xù)模式的突變，更利于變壓器環(huán)路的穩(wěn)定。

判斷輸出電感是否進(jìn)入連續(xù)模式， 可以通過(guò)測(cè)試輸入PWM 控制器的輸出脈沖占空比來(lái)測(cè)定， 或者是初級(jí)開關(guān)管漏極波形來(lái)判斷。如果變換器從空載到滿載條件下占空比不變， 則表明變換器在空載條件下已經(jīng)進(jìn)入電流連續(xù)模式。圖17 是變換器在空載條件下的漏極波形。從波形上可以看出， 變換器在空載條件下開關(guān)頻率為200 kHz, 漏極波形占空比為59. 18%。

圖17 空載時(shí)的漏極波形

圖18 是變換器帶載3 A 時(shí)的漏極波形。從波形上可以看出， 在帶載條件下， 漏極波形的占空比為59. 78%, 與空載基本一致， 表明電路在空載時(shí)已經(jīng)進(jìn)入連續(xù)模式。由于電源環(huán)路的截止頻率必須小于開關(guān)頻率的1/ 5, 為了更好地抑制紋波， 通過(guò)對(duì)環(huán)路補(bǔ)償進(jìn)行設(shè)置， 將截止頻率設(shè)定在開關(guān)頻率的1/ 10處， 即20 kHz。由( 6) 式可以算出， 在3 A 負(fù)載下，輸出電壓的跌落為0. 119 V。圖19 是實(shí)際測(cè)試脈沖負(fù)載時(shí)的輸出電壓波形。從圖中可以看出， 輸出電壓的跌落為0. 1 V, 與計(jì)算值相當(dāng)， 證明正激變換器加同步整流適合于脈沖負(fù)載電源。

圖18 滿載時(shí)的漏極波形

圖19 輸出電壓波形

5 結(jié)論

本文通過(guò)對(duì)脈沖負(fù)載的機(jī)理分析、計(jì)算、仿真，驗(yàn)證了在小功率非隔離變換器中升壓結(jié)構(gòu)不適合脈沖負(fù)載結(jié)構(gòu)， 降壓變換器加同步整流是最適合脈沖負(fù)載的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。降壓變換器控制器可實(shí)現(xiàn)很寬的帶寬; 引入同步整流， 可以使整個(gè)電路工作在電流連續(xù)模式。在小功率隔離變換器中， 反激變換器同樣因?yàn)橛野肫矫媪泓c(diǎn)的影響而不適合用于脈沖負(fù)載。

正激變換器加同步整流可以顯著減小脈沖負(fù)載輸出電壓的跌落; 同時(shí)， 采用電流模式， 可以很好地對(duì)環(huán)路進(jìn)行補(bǔ)償， 提升環(huán)路的帶寬。實(shí)驗(yàn)電路驗(yàn)證了同步整流正激變換器在脈沖負(fù)載中的可行性。