基于脈沖負(fù)載的中小功率開關(guān)電源研究

標(biāo)簽：開關(guān)電源 脈沖負(fù)載 隔離

摘要： 基于脈沖負(fù)載的開關(guān)電源在毫米波系統(tǒng)中得到廣泛應(yīng)用。分析了脈沖負(fù)載的原理， 對(duì)影響脈沖電源輸出電壓的各種因素進(jìn)行探討， 提出了分析脈沖電源的基本方法。基于以上方法， 較全面地評(píng)估了非隔離和隔離兩種情況下拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)對(duì)脈沖負(fù)載的影響， 提出了適合脈沖負(fù)載的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。采用該方案， 設(shè)計(jì)了一個(gè)實(shí)驗(yàn)電路。仿真和實(shí)驗(yàn)電路測(cè)試結(jié)果表明， 分析設(shè)計(jì)滿足要求。

1 引言

隨著毫米波技術(shù)的發(fā)展， 對(duì)開關(guān)電源的性能提出了更高的要求。除了要求電源系統(tǒng)具有輸出電壓精度高、輸出紋波低、輸出過沖小的特點(diǎn)外， 還要求電源具有快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。動(dòng)態(tài)響應(yīng)指標(biāo)對(duì)應(yīng)的是電源脈沖負(fù)載問題。由于開關(guān)電源具有有限的響應(yīng)速度， 對(duì)于突變的負(fù)載， 電源系統(tǒng)不能及時(shí)響應(yīng)輸出的變化， 造成輸出電壓的跌落。在用于脈沖負(fù)載的電源系統(tǒng)中， 維持輸出電壓的穩(wěn)定是相當(dāng)困難的。

本文通過對(duì)脈沖負(fù)載的機(jī)理進(jìn)行理論分析， 對(duì)傳統(tǒng)的開關(guān)電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行分析、仿真、計(jì)算， 找出不同結(jié)構(gòu)之間實(shí)現(xiàn)脈沖負(fù)載的差異; 得到能夠?qū)崿F(xiàn)中小功率脈沖負(fù)載的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。通過設(shè)計(jì)實(shí)例，證明了該結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)。

2 脈沖負(fù)載原理與仿真

2. 1 脈沖負(fù)載原理

基于脈沖負(fù)載的開關(guān)電源結(jié)構(gòu)如圖1 所示。整個(gè)結(jié)構(gòu)由輸入電壓VIN 、功率變換PWM、輸出濾波電感L 和輸出濾波電容C 、脈沖開關(guān)G、負(fù)載RLOAD組成。濾波電容包含等效電阻Cesr 和等效電感Cesl 。

圖1 基于脈沖負(fù)載的開關(guān)電源

電路基本原理是： PWM 控制單元將輸入電壓VIN 轉(zhuǎn)換為固定的輸出VOUT , 輸出連接一個(gè)PMOS開關(guān)管， 通過脈沖信號(hào)， 將功率傳輸?shù)截?fù)載; 此時(shí)， 流過負(fù)載RLOAD 的電流是脈動(dòng)的。

在控制脈沖到來時(shí)， 功率開關(guān)管G 導(dǎo)通， 負(fù)載電流開始線性增加， 如圖2 所示。輸出電流從0 A開始， 在T r 時(shí)間內(nèi)， 上升到固定輸出電流I out 。通常， T r 為納秒級(jí)。開關(guān)電源的開關(guān)頻率通常為幾百kHz。在這樣短的時(shí)間內(nèi)， 由于開關(guān)電源的控制回路存在延遲， 來不及反映輸出電壓的變化情況， 不能將輸入電源的能量傳遞到輸出電容， 以便補(bǔ)充負(fù)載從電容上消耗的能量。換句話說， 在T r 時(shí)間內(nèi)， 負(fù)載所消耗的能量只能從電容上拉取。

圖2 負(fù)載電流上升時(shí)序

由于電容在高頻下等效為電容和電阻、電感的串聯(lián)模型， 所以， 在T r 時(shí)間段內(nèi)， 負(fù)載電容上的電壓跌落應(yīng)該是電容和等效電阻、等效電感三者共同作用的結(jié)果。由電荷相等公式( 1) , 可得電容產(chǎn)生的跌落電壓( ( 2) 式) :

式中，

表示在電流上升過程中三角形的面積。

電阻產(chǎn)生的跌落可由( 3) 式得到：

電感產(chǎn)生的跌落可以由( 4) 式得到：

在Tr 時(shí)間段內(nèi)， 由負(fù)載突變?cè)斐傻妮敵鲭妷旱錇椋?/p>

在負(fù)載電流達(dá)到最大值后， 電容上的電壓繼續(xù)跌落， 直到反饋系統(tǒng)開始工作， 電感的平均電流等于負(fù)載電流時(shí)， 電容上面的電壓才開始回升。反饋系統(tǒng)開始工作， 取決于反饋系統(tǒng)的響應(yīng)速度， 也就是取決于整個(gè)電源環(huán)路的帶寬。假設(shè)整個(gè)環(huán)路的的交叉頻率為f 。， 輸出電壓的跌落可以通過交叉頻率f 處的輸出濾波電容的容抗計(jì)算 。輸出電容在交叉頻率處的容抗為：

故由反饋環(huán)路引起的電壓跌落可以由( 6) 式得到：

2. 2 脈沖負(fù)載仿真

根據(jù)脈沖負(fù)載原理， 構(gòu)建一個(gè)非隔離Buck 控制器進(jìn)行仿真。開關(guān)頻率為400 kHz, 濾波電容的等效電阻為50 mΩ ，等效電感為10 nH, 電容容量為330μ F，整個(gè)回路的交越頻率為25 kHz。仿真結(jié)果如圖3所示。脈沖負(fù)載幅度為3 A, 上升時(shí)間50 ns。

圖3 脈沖負(fù)載原理仿真

電路仿真結(jié)果如圖4 所示。輸出電壓波形在突然增加負(fù)載時(shí)開始跌落， 由于整個(gè)PWM 的反饋系統(tǒng)還沒有起作用， 電容的電壓被拉低， 形成一個(gè)凹陷。隨著PWM 開始檢測(cè)到輸出電壓的降低， 開始從輸入端傳遞能量到濾波電容上， 電容的電壓開始回升， 直到回到穩(wěn)定值。電壓從跌落到恢復(fù)到穩(wěn)定值的過程中， 沒有出現(xiàn)振蕩， 表明在此參數(shù)條件下，整個(gè)電源環(huán)路具有合適的增益余量和相位余量。

圖4 脈沖負(fù)載輸出電壓

局部放大波形如圖5 所示。圖6 是圖5 中B 處的放大時(shí)序， 此處的凹陷主要由電容上等效電感和等效電阻的影響造成。從仿真圖上可以看出， 等效電感引起的跌落為601 mV, 與用( 4) 式計(jì)算的結(jié)果( 600 mV) 相當(dāng)。當(dāng)負(fù)載電流達(dá)到最大值后， 電壓開始回升600 mV。等效電感造成的電壓跌落消失。等效電阻產(chǎn)生的最大跌落為Iout×Cesr = 150 mV, 與仿真結(jié)果145 mV 一致。

圖5 圖4中A處的放大波形

從圖5 可以看出， 當(dāng)負(fù)載電流達(dá)到最大值后， 等效電感產(chǎn)生的電壓跌落消失， 等效電阻產(chǎn)生的電壓跌落達(dá)到最大值150 mV。隨后， 電容電壓繼續(xù)跌落， 待反饋回路起作用后， 電感的平均電流等于負(fù)載電流時(shí)， 輸出電壓開始回升， 最終回到穩(wěn)定的狀態(tài)。

從圖5 可以看出， 反饋環(huán)路響應(yīng)速度的快慢影響著輸出電壓的跌落幅度。