半橋電流源高頻鏈逆變電路分析

1　引言

半橋電流源高頻鏈逆變電路拓撲如圖所示[1]。圖1為采用半橋電流源高頻鏈逆變電路拓撲，其中Q1、Q2組成高頻逆變器，Q3、Q4組成一個周波變換器，Tr為高頻變壓器。圖2為半橋電流源高頻鏈逆變電路輸出接感性負載的主要波形示意圖。半橋電流源高頻鏈逆變電路是以反激式直直功率變換器為基礎的，電路工作在電感電流斷續(xù)模式，通過控制開關管Q1、Q2、Q3、Q4可以得到四種工作模式A、B、C和D，每一種工作模式電路的拓撲結構都相當于一個反激式直直功率變換器，對于不同的負載，逆變器的工作模式順序不同[1,2,3]。半橋電流源高頻鏈逆變電路具有以下特點：拓撲簡潔、控制方案簡單、使用器件少、效率高、可靠性高以及良好的動態(tài)響應。因而具有較好的應用前景。但在工程實踐中，吸收電路的設計及變壓器匝比的設計不適會加大變換器中的損耗，降低效率。本文將在對半橋電流源高頻鏈逆變器的電壓應力分析的基礎上，利用仿真的方法分析吸收電路結構及變壓器匝比與損耗的關系。

2　吸收電路

半橋電流源高頻鏈逆變電路是以Flyback電路為基礎的，為了減小功率場效應管關斷時，存儲在漏感中的能量引起功率場效應管漏源電壓尖峰，在Flyback中通常要在MOS漏源或變壓器繞組兩端加漏感能量吸收電路。但在半橋電流源高頻鏈逆變電路中，組成高頻逆變器的Q1、Q2具有漏感能量回饋通路，無須吸收電路；組成周波變換器的Q3、Q4在能量回饋時高頻開關，在其關斷時無漏感能量瀉放回路，必須加吸收電路。

1）高頻逆變器電壓應力分析

在能量從電源傳遞到負載過程中，高頻逆變器Q1、Q2高頻開關，當Q1或Q2關斷時，存儲在變壓器原邊漏感中的能量必須有瀉放的通路，否則將在Q1或Q2的漏源產(chǎn)生極高的電壓尖峰，導致MOS管損壞。下面以輸出正弦波正半周為例，分析高頻逆變器工作時漏感能量回饋通路，對應圖2中的狀態(tài)A。此時Q1高頻斬波，Q2關斷，Q3常通，Q4一直關斷。在Q1導通時，能量存儲在原邊電感，在Q1關斷時，原邊電感電流最大，存儲在電感中的能量最大。耦合到副邊的能量通過Q3傳遞到負載，存儲在原邊漏感中能量通過Q2的體二極管回饋給C2。因而高頻逆變器Q1、Q2上最大漏源電壓為輸入直流電源電壓UIN，不需要吸收電路。

2）周波變換器電壓應力分析

造成周波變換器的Q3、Q4電壓應力有兩方面的原因：1. 高頻逆變器工作時，副邊繞組漏感與Q3、Q4的寄生電容諧振，產(chǎn)生電壓尖峰；2. 在能量從副邊回饋到原邊時，周波變換器高頻工作，副邊繞組漏感電流引起漏源電壓尖峰。

下面仍以輸出正弦波正半周為例，分析高頻逆變器工作時Q4的諧振電壓尖峰。在Q1開通前，此時Q4關斷，其漏源兩端電壓為輸出電壓，在Q1開通時，電源電壓加在變壓器原邊繞組，極性上正下負，變壓器副邊繞組電壓極性下正上負，此時加在繞組上的電壓為輸出電壓加副邊繞組電壓，Q4寄生電容的電壓不能突變，電容C1通過Q1、Tr對Q4的寄生電容Cds4充電，由于變壓器中漏感的存在，因而這是一個諧振充電過程。當uds4=u0+(1/2)UIN´N，漏感中的電流最大；當漏感電流為零，uds4=u0+UIN´N，諧振頻率fLC=1/(2p

)，其中u0為輸出電壓瞬時值，UIN為輸入直流電壓，LK為變壓器副邊繞組漏感，N為變壓器匝比，Cds4為Q4的漏源結電容。

當能量從負載向電源回饋時，Q3、Q4高頻開關，在其關斷時存儲在副邊漏感的能量無瀉放回路，將對MOS管Q3、Q4的漏源寄生電容充電，產(chǎn)生上千伏的電壓，因而必須在周波變換器MOS管兩端加漏感吸收電路。

3）兩種吸收電路比較

A．RC吸收電路（見圖3）

將RC串聯(lián)吸收電路加在MOS管漏源兩端，當高頻逆變器Q1、Q2開通時，RC吸收電路參與諧振過程并在電阻上消耗諧振能量，起到減小尖峰電壓的作用，但同時也增加了吸收電路的損耗；當能量回饋時，Q3、Q4關斷，漏感能量轉(zhuǎn)移到吸收電路電容中，Q3、Q4開通，電容的能量通過MOS管消耗在電阻上。

B．RCD吸收電路（見圖3）

當高頻逆變器工作時，取電容足夠大，則RCD吸收電路等效為電壓源，當能量從負載向電源回饋時，電容吸收存儲在漏感中的能量，并將這部分能量消耗在電阻中。如保證MOS管漏源阻斷電壓UBR大于最大諧振尖峰電壓，即UBR> u0MAX+UIN´N，則采用該種結構吸收電路其損耗較小。

通過Pspice仿真計算，在保證相同漏源尖峰電壓的前提下，得到兩種吸收電路的損耗對比。從表中可得，在輸出空載（R=10K）時，RC吸收電路損耗是RCD吸收電路損耗得3倍還多。

3　變壓器的能量耦合

在Flyback電路中，功率管開通，能量存儲在變壓器磁芯中，功率管關斷，能量經(jīng)變壓器副邊繞組傳遞到負載。電流源高頻鏈逆變器的每一個工作狀態(tài)都等效為Flyback電路，因而也遵循這一過程，但與Flyback又不完全相同。在Flyback電路中，變壓器漏感能量無瀉放回路，須加漏感能量吸收電路，如圖4所示，通過控制吸收電路中RC或穩(wěn)壓管的取值，使得RC或穩(wěn)壓管兩端的電壓為輸出電壓折射到原邊值的1.5倍，可以保證存儲在變壓器中的能量絕大多數(shù)都通過副邊繞組傳遞到負載，而吸收電路僅消耗漏感中的能量。在半橋電流源高頻鏈逆變電路中，漏感能量具有回饋通路，高頻逆變器功率管關斷，漏感中的能量通過電容C1或C2回饋給電源，由于電容電壓等于輸入直流電壓的一半，基本保持不變，因而變壓器匝比決定了繞組中的儲能是否可以傳遞到變壓器副邊，匝比的設計就變的尤為重要，匝比設計的不合適，將會引起存儲在變壓器并應傳遞到副邊的部分能量通過電容回饋給電源。顯而易見，在原邊循環(huán)的能量越多，循環(huán)能量引起的損耗越多，效率必將下降。圖5顯示了不同匝比下每個開關周期回饋能量與總能量比值與輸出電壓的關系曲線。從圖中可以看出：1）匝比不變，輸出電壓越高，一個開關周期內(nèi)變壓器中的儲能回饋給電源的越多；2）在相同的輸出電壓的情況下，匝比越大，變壓器中儲能回饋的越少。表二為對應圖中不同匝比輸出電壓折算到原邊的電壓值。綜合圖5與表二可以看到，當匝比為1.3，輸出電壓達到峰值折算到原邊與電容電壓相近，回饋到原邊的能量占了近40%；當匝比為1.7，電容電壓是輸出電壓峰值折算到原邊值的1.43倍，回饋到原邊的能量占15%，大多數(shù)能量傳遞到副邊。需要指出的是變壓器匝比大，將導致副邊兩個功率管電壓應力增加，因而變壓器匝比也不是越大越好。

4　結 論

本文首先分析了半橋電流源高頻鏈逆變電路的電壓應力，指出它的高頻逆變器具有漏感能量瀉放通路，無須吸收電路；而在能量回饋時，周波變換器高頻開關，變壓器副邊漏感能量無瀉放通路，必須加漏感能量吸收電路。其次，研究了兩種吸收電路的損耗，仿真結果說明RCD吸收電路的損耗僅為RC吸收電路的1/4。最后說明了變壓器匝比的設計對能量從原邊繞組到副邊繞組傳遞的影響：匝比越大，一個開關周期傳遞到副邊的能量越多，但周波變換器的電壓應力增加。

參考文獻：

[1]李偉，龔春英，嚴仰光，“采用平衡繞組的半橋電流源高頻鏈逆變器”，電力電子技術，2000（5），p1-2.

[2]黃敏超，徐德鴻，林渭勛，“全橋雙向電流源高頻鏈逆變器”，電力電子技術，1999（1），pp.5-7.

[3]M. Huang, etc., “Novel current mode bi–directional high–frequency link DC/AC converter for UPS”, IEEE PESC’98,pp.1867 – 1871 .