直流電壓前饋控制數(shù)字逆變電源設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

1 引言

逆變電源一般采用瞬時(shí)反饋控制技術(shù)來(lái)提高逆變電源的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度，減少輸出電壓的諧波含量，改善輸出電壓波形的質(zhì)量。常見的逆變電源控制技術(shù)，有重復(fù)控制、諧波補(bǔ)償控制、無(wú)差拍控制、電壓瞬時(shí)值控制和帶電流內(nèi)環(huán)的電壓瞬時(shí)值控制等類型[1~4]。其中，帶電流內(nèi)環(huán)電壓瞬時(shí)值環(huán)路的雙環(huán)控制方法因實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能優(yōu)越和對(duì)負(fù)載的適應(yīng)性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，而逐漸成為高性能逆變電源的發(fā)展方向之一[4]。但傳統(tǒng)控制方法是基于逆變電源直流側(cè)輸入電壓為無(wú)脈動(dòng)直流電壓的假定，而實(shí)際逆變電源，存在因電網(wǎng)電壓波動(dòng)或負(fù)載突變而導(dǎo)致直流側(cè)電壓波動(dòng)的現(xiàn)象[5]。直流輸入電壓波動(dòng)會(huì)引起逆變器開環(huán)增益波動(dòng)，進(jìn)而影響輸出電壓質(zhì)量。文獻(xiàn)[6]提出在傳統(tǒng)雙環(huán)控制的基礎(chǔ)上，增加輸出電壓有效值反饋環(huán)的三環(huán)控制策略，在一定程度上消除了直流輸入電壓波動(dòng)導(dǎo)致的輸出電壓穩(wěn)態(tài)誤差，但有效值環(huán)對(duì)輸出電壓變化的響應(yīng)速度較慢，控制過(guò)程復(fù)雜。

此外，正弦脈寬調(diào)制逆變電源開關(guān)管工作在硬開關(guān)狀態(tài)下，將產(chǎn)生大量的高次諧波，使變換器及負(fù)載的損耗加大，設(shè)備使用壽命降低，甚至可能引發(fā)并聯(lián)或串聯(lián)諧振，損壞電氣設(shè)備以及干擾通信線路的正常工作[7]。軟開關(guān)技術(shù)是克服以上缺陷的有效方法之一[8]。采用HPWM[9]調(diào)制可實(shí)現(xiàn)ZVS軟開關(guān)技術(shù)，在不增加硬件和改變變換器拓?fù)涞那疤嵯拢衫矛F(xiàn)有元器件和開關(guān)管的寄生參數(shù)，創(chuàng)造逆變橋開關(guān)管ZVS軟開關(guān)條件，從而最大限度地實(shí)現(xiàn)ZVS。

本文針對(duì)直流側(cè)電壓擾動(dòng)時(shí)雙環(huán)控制逆變電源的輸出電壓波形發(fā)生畸變、幅值發(fā)生變化的現(xiàn)象，提出了通過(guò)輸入電壓前饋控制環(huán)來(lái)修正基準(zhǔn)正弦信號(hào)的幅值，從而改善逆變電源輸出電壓質(zhì)量的三環(huán)控制方法。同時(shí)，借助于DSP強(qiáng)大的運(yùn)算能力和豐富的外設(shè)，實(shí)現(xiàn)HPWM逆變電源的數(shù)字控制，從而簡(jiǎn)化了硬件電路。仿真結(jié)果表明，本文所提出的控制策略簡(jiǎn)單實(shí)用，可有效地提高逆變電源在直流輸入電壓擾動(dòng)下的動(dòng)態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)精度，并降低了輸出電壓的總諧波。

2 逆變電源系統(tǒng)建模

單相全橋逆變電源的主電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，直流輸入電壓Ud經(jīng)逆變橋后得到脈沖輸出電壓Ui，再經(jīng)LC濾波后得到正弦輸出電壓Uo。

由逆變橋平均值模型可知：當(dāng)三角載波頻率fc遠(yuǎn)高于輸出正弦波基頻f時(shí)，逆變橋輸出電壓Ui在一個(gè)載波周期Tc的平均值 ，可近似看成輸出電壓基波分量的瞬時(shí)值Ui1，即

式中：Ud為直流輸入電壓；UCm為三角載波幅值。令kPWM=Ud/UCm表示正弦調(diào)制信號(hào)經(jīng)過(guò)逆變橋的增益，因Ud變化而引起的kPWM變化定義為干擾變量。基于電壓瞬時(shí)值外環(huán)和電容電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制系統(tǒng)如圖2所示[7]。電壓瞬時(shí)值外環(huán)采用PI調(diào)節(jié)，電容電流內(nèi)環(huán)采用P調(diào)節(jié)。開關(guān)頻率為20kHz，根據(jù)轉(zhuǎn)折頻率ωn1=ωc/10、阻尼系數(shù)ξ=0.3，可得輸出濾波器參數(shù)[3]為：L=670μH、C=47μF?？刂破鞯姆抡鎱?shù)為：Kv=0.0015，Ki=0.05，kvp=0.098，kvi=350，kip=20。

圖2 逆變電源雙環(huán)控制框圖

考慮逆變電源對(duì)輸入電壓擾動(dòng)的瞬態(tài)響應(yīng)性能，令Uref=0,io=Uo/R，則可得出輸出電壓Uo對(duì)直流電壓擾動(dòng)Δu的傳遞函數(shù)：

由式(2)可知，系統(tǒng)對(duì)直流輸入電壓階躍響應(yīng)的調(diào)節(jié)時(shí)間Ts為5ms。因此，當(dāng)逆變電源輸出電壓頻率為400Hz時(shí)，系統(tǒng)的調(diào)節(jié)時(shí)間持續(xù)兩個(gè)正弦周期，但因響應(yīng)峰值較小，對(duì)輸出電壓波形不會(huì)造成明顯影響。而當(dāng)逆變電源輸出電壓頻率為50Hz時(shí)，響應(yīng)峰值集中出現(xiàn)在1/4正弦周期內(nèi)，使輸出電壓波形出現(xiàn)失真。

3 直流電壓前饋控制原理

由以上分析可知，雙環(huán)反饋控制逆變器，對(duì)直流輸入電壓變化的調(diào)節(jié)有一定的滯后性和穩(wěn)態(tài)誤差。為此，本文提出用輸入電壓前饋環(huán)實(shí)時(shí)檢測(cè)直流輸入電壓，對(duì)逆變橋增益kPWM進(jìn)行補(bǔ)償，抵消直流輸入電壓Ud波動(dòng)對(duì)逆變電源的影響。因此，在傳統(tǒng)雙環(huán)控制系統(tǒng)中，額定直流輸入電壓U*d除以采樣得到的直流輸入電壓Ud，再與經(jīng)雙環(huán)校正的正弦信號(hào)ugm相乘后得到調(diào)制信號(hào)u′gm，將其送入PWM發(fā)生器，如圖3所示。

圖3 逆變電源直流電壓前饋控制原理圖

將調(diào)制信號(hào)ugm(t)=U′gmsinωt代入(1)式中可得：

其中：m′=U′gm/UCm即為補(bǔ)償后的調(diào)制比。為了保證直流電壓的利用率，系統(tǒng)需要保持很高的調(diào)制度，即m接近于1，也即Ugm接近于UCm。

4 HPWM調(diào)制原理

混合式脈寬調(diào)制方式（HPWM）實(shí)質(zhì)為單極性SPWM調(diào)制方式，其工作時(shí)每半個(gè)輸出電壓周期切換，即同一個(gè)橋臂的開關(guān)管，在前半個(gè)工頻周期內(nèi)工作在低頻，而后半個(gè)工頻周期內(nèi)工作在高頻，從而克服傳統(tǒng)單極性控制方式下，總是一個(gè)橋臂工作的開關(guān)管同時(shí)工作在高頻狀態(tài)的缺陷，提高了開關(guān)管的使用壽命和系統(tǒng)可靠性。

逆變電源工作在HPWM軟開關(guān)方式下的輸出電壓，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)有12種工作狀態(tài)?；谳敵鲭妷赫?fù)半周工作狀態(tài)的對(duì)稱性，以輸出電壓正半周期為例，分析單相全橋逆變電源一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的6種工作模態(tài)，如圖4所示。

圖4 HPWM逆變電源工作模態(tài)圖

從t0到t1時(shí)刻逆變電源工作在模式A狀態(tài)下。開關(guān)管S1和S4導(dǎo)通，電路為正電壓輸出模式，濾波電感電流線性增加，直到t1時(shí)刻S1關(guān)斷為止。

從t1到t2時(shí)刻逆變電源工作在模式B狀態(tài)下。在t1時(shí)刻，S1關(guān)斷，濾波電感電流從S1中轉(zhuǎn)移到C1和C3支路，給C1充電的同時(shí)給C3放電。由于C1、C3的存在，S1工作在零電壓關(guān)斷狀態(tài)下。由于該狀態(tài)持續(xù)時(shí)間很短，可以認(rèn)為濾波電感電流近似不變，等效為恒流源，則C1兩端電壓線性上升，C3兩端電壓線性下降。到t2時(shí)刻，C3電壓下降到零，S3的體二極管D3自然導(dǎo)通，電路模式B工作結(jié)束。

從t2到t3時(shí)刻逆變電源工作在模式C狀態(tài)下。 D3導(dǎo)通后開通S3，所以S3為零電壓開通。此時(shí)電流由D3向S3轉(zhuǎn)移，S3工作于同步整流狀態(tài)。電流由S3流過(guò)，使電路處于零態(tài)續(xù)流狀態(tài)，電感電流線性減小，直到t3時(shí)刻減小到零。在此期間，要保證S3實(shí)現(xiàn)ZVS，則S1關(guān)斷和S3開通之間需要死區(qū)時(shí)間tdead1，并且滿足以下要求：

從t3到t4時(shí)刻逆變電源工作在模式D狀態(tài)下。在此模式下濾波電感Lf兩端電壓為-U0，電感電流開始由零向負(fù)方向增加，電路處于零態(tài)儲(chǔ)能狀態(tài)，S3中的電流也相應(yīng)由零正向增加，到t4時(shí)刻S3關(guān)斷，結(jié)束D模式。

從t4到t5時(shí)刻逆變電源工作在模式E狀態(tài)下。此模式狀態(tài)與模式A近似，S3關(guān)斷，C3充電C1放電，同理S3為零電壓關(guān)斷。t5時(shí)刻，C1的電壓降到零，二極管D1自然導(dǎo)通，進(jìn)入下一電路模式F，

從t5到t6時(shí)刻，在D1導(dǎo)通后，開通S1，則S1為零電壓開通。電流由D1向S1轉(zhuǎn)移，S1工作于同步整流狀態(tài)，電路處于正電壓輸出狀態(tài)回饋模式，電感電流負(fù)向減小，直到減小到零。之后，輸入電壓正向輸出給電感儲(chǔ)能，回到初始模式A，開始下一開關(guān)周期。同理，要保證S1零電壓開通，則S3關(guān)斷和S1開通之間需要死區(qū)時(shí)間tdead2，同時(shí)滿足：tdead2>2CeffUd/I0，需要注意的是一般有I1>I0，因此得出tdead2>tdead1。

5 仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

利用Matlab/Simulink對(duì)本文設(shè)計(jì)的逆變電源電路進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，并采用上述原理，研制了實(shí)驗(yàn)樣機(jī)以驗(yàn)證方案可行性。參數(shù)如下：直流輸入電壓Ud為400V±20%，額定輸出電壓Uo幅值為310V，輸出功率1kVA，三角調(diào)制波頻率為10kHz，幅值為1V，調(diào)制比0.8，THD 。

圖10為當(dāng)輸出50Hz交流時(shí)，Ud波動(dòng)的情況下，傳統(tǒng)雙環(huán)控制逆變電源和本文研究的逆變電源的輸出電壓波形。由圖10可以看出，傳統(tǒng)雙環(huán)控制，因控制器調(diào)節(jié)較慢而導(dǎo)致輸出電壓波形失真，而本文研究的逆變電源輸出電壓波形保持良好，明顯提高了系統(tǒng)對(duì)直流輸入電壓擾動(dòng)的瞬態(tài)響應(yīng)性能。

(a)

(b)

圖5 直流電壓波動(dòng)后的輸出電壓波形：(a) 傳統(tǒng)雙環(huán)控制；(b) 前饋電壓控制

實(shí)驗(yàn)測(cè)得開關(guān)管1和開關(guān)管4的驅(qū)動(dòng)波形如圖6所示。由圖可以看出，開關(guān)管工作在HPWM調(diào)制方式下。

阻性半載下輸出電壓波形如圖7所示，阻性滿載下輸出電壓波形如圖8所示。由圖7和圖8可以看出，負(fù)

載從半載到滿載變化時(shí)，輸出電壓的失真度較小，輸出電壓的幅值變化不大，系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)壓輸出。

圖7 阻性半載下輸出電壓波形

圖8 阻性滿載下輸出電壓波形

6 結(jié)論

在深入分析傳統(tǒng)雙環(huán)控制逆變電源對(duì)直流輸入電壓擾動(dòng)響應(yīng)性能的基礎(chǔ)上，提出了利用輸入電壓前饋控制環(huán)來(lái)消除直流輸入電壓波動(dòng)對(duì)逆變電源性能的影響。本文利用DSP芯片的強(qiáng)大功能，實(shí)現(xiàn)了數(shù)字式HPWM逆變電源的設(shè)計(jì)，采用HPWM的控制方式以不對(duì)稱規(guī)則采樣法，有效地抑制了系統(tǒng)的諧波分量；同時(shí)4個(gè)開關(guān)管分別實(shí)現(xiàn)了軟開關(guān)控制，降低了開關(guān)損耗，提高了電路效率。仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明，加輸入電壓前饋補(bǔ)償環(huán)的逆變電源對(duì)直流輸入電壓擾動(dòng)有很好的靜態(tài)和動(dòng)態(tài)性能。

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