分析探討UPS中的PFC電路

一、功率因數控制電路和UC3854

⒈功率因數的定義

PFC即功率因數校正，功率因數（PF）是指交流輸入有功功率（P）與輸入視在功率（S）的比值，即功率因數

式中， 表示交流輸入市電的基波電流有效值； 表示交流輸入市電電流的有效值； 表示交流輸入市電電流的波形畸變因數；cosφ表示交流輸入市電的基波電壓和基波電流的相移因數。所以功率因數（PF）可以定義為交流輸入市電電流的波形畸變因數γ與相移因數cosφ的乘積。

可見功率因數PF由電流失真系數γ和基波電壓、基波電流相移因數cosφ決定。cosφ低，表示用電電器設備的無功功率大，電能利用率低。γ值低，則表示輸入電流諧波分量大，將造成輸入電流波形畸變，對電網造成污染，嚴重時，還會使用電設備損壞。

傳統(tǒng)的功率因數概念是假定輸入電流無諧波電流（即I1＝Irms或γ＝1）的條件下得到的，這樣功率因數的定義就變成了PF＝cosφ。

⒉功率因數校正實現方法

理想情況下，功率因數PF＝cosφ×γ＝1，但通常PF都小于1。功率因數校正的作用，就是使電路的功率因數PF達到或者接近于1。這可以通過兩個途徑達到：

⑴使輸入電壓、輸入電流同相位。此時cosφ＝1，所以PF＝γ。

⑵使輸入電流正弦化。即 ＝ （諧波為零），有 / ＝1即；PF＝cosφ×γ＝1。

從而實現功率因數校正。利用功率因數校正技術可以使交流輸入電流的波形完全跟蹤交流輸入電壓波形，使輸入電流波形呈純正弦波，并且和輸入電壓同相位，此時整流器的負載可等效為純電阻。

在實際電路中，往往把PFC電路設置在橋式整流輸出至濾波電路之間。這時基準電壓是m型半波波形，經PFC電路跟蹤處理后的輸入電流波形也是m型半波波形，但只要滿足了輸入電流的波形與輸入電壓（基準電壓）的波形同頻同相，就達到了功率因數校正的目的。

⒊PFC跟蹤電流過程

圖1所示為電流跟蹤波形圖。為了便于說明問題，圖中電壓Vin的波形與電流I的波形的縱軸采用了不同比例，以使它們能夠重合。

⑴圖1中若以電壓Vin的波形為基準，則電流I的波形錯開了一定距離，即產生了相位差。觀察V、I波形圖可以發(fā)現，只要將虛線J-K、L-M之間的電流波形的幅度依照電壓波形適當提升，而將虛線K-L、M-N之間的電流波形的幅度依照電壓波形適當壓縮，即可使電流波形與電壓波形重合。

根據同樣原理，即便電流波形是方波等非正弦波，也可以整形為正弦波，并與電壓波形重合。

實際上，在功率因數校正時，輸入市電電壓的波形和相位的采樣是必需的，而可以不必對輸入電流的波形進行采樣，無論輸入電流的波形如何，只要按照輸入市電的波形和相位改造出所需的電流波形，就可以實現功率因數控制的目。所以在本書的實際電路中，通常并不對輸入電流進行采樣，使電路的設計更加靈活。

⑵圖2所示為PFC跟蹤電路示意圖。

圖中BRI為市電輸入橋式全波整流器，L為PFC電感，VD為PFC二極管，C1為市電濾波電容，VT為PFC功率管，R0為市電電流采樣電阻，PFC控制電路輸入的市電電流采樣電壓為負值，R1、R2為直流電壓采樣電阻。PFC控制電路通過對市電輸入電壓、直流輸出電壓和電路電流采樣值的分析，輸出控制信號，控制PFC功率管的占空比，從而達到校正電路PFC的目的。

由圖可見，PFC的采樣及控制電路設置在整流器BRI與濾波電容C1之間，這時PFC電路處理的波形為m型半波波形。若將PFC電路設置在濾波電容C2之后，這時電壓電流已經是直流，失去校正的意義。

圖中VT為PFC開關管，它的開通與截止受PFC控制器的控制。這一電路具有以下功能：

①提高電路的輸入功率因數

當VT飽和導通時，相當于將L右端接地，這時將有較大電流流iPFC過L，但由于L的電感特性，iPFC只能逐漸增大。隨后VT截止關閉，電感L中的能量維持iPFC電流繼續(xù)流動，經VD對C1充電，并供給負載，使iPFC逐漸減小。受PFC控制電路的控制，PFC開關管不斷反復開、閉，在負載兩端生成輸出電壓。

如果PFC開關管VT導通時間較長，L中電流較大，L中積蓄的能量較多，則當VT截止時L中維持的電流就較大。反之，若VT導通時間較短，則L中積蓄的能量就較少，當VT截止時L維持的電流也較小?？梢娍刂芕T開通時間的長短，即可控制電路中電流的大小，所以只要按照輸入電壓的規(guī)律來控制PFC開關管的開通與截止，就可以使輸入電流與輸入電壓很好的同頻同相，提高電路的輸入功率因數。

②升壓

當VT開通時，L兩端的電壓極性為左正右負。此時VD正端為低，處于截止狀態(tài)，C2兩端的電壓不會經VT瀉放。而當VT截止時，L兩端電壓極性反轉，為左負右正，此時L兩端的感生電壓與整流器的輸出電壓相串聯，通過VD對C1充電。結果C1兩端的電壓高于整流器輸出的電壓。因此這種結構的PFC電路具有升壓功能。

③穩(wěn)壓

由于可以通過控制PFC功率管柵極的占空比來控制整流器輸出的電壓，所以可以通過對輸出電壓的采樣，來調整PFC功率管柵極的占空比，從而達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。因此，在具有升壓結構的高頻機中，在升壓的同時就完成了功率因數的校正。

⒋UC3854

UC3854是TI公司生產的用于有源功率因數校正的專用控制電路。它可以完成升壓變換器校正功率因數所需的全部控制功能，使功率因數達到0.99以上，使輸入電流波形失真小于5%。該控制器采用平均電流型控制方式，控制精度很高，開關噪聲較低。采用UC3854組成的功率因數校正電路后，當輸入電壓在85~260V之間變化時，輸出電壓仍可以穩(wěn)定在設定值，因此也可以作為穩(wěn)壓電源

UC3854的輸出級采用推拉輸電路，輸出電流可達1A以上，因此輸出的恒頻PWM脈沖可以推動大功率MOSFET器件。

⑴UC3854的內部結構圖及引腳功能

圖3為UC3854的引腳圖。各引腳功能為：

○1GND接地端

芯片內部所有電壓的測試基準點。振蕩器定時電容的放電電流也由該腳返回，因此，定時電容到該引腳的距離應盡可能短。

○2PK LMT峰值限流端

峰值限流門限值為0V。該引腳應接入電流取樣的負值電壓，一旦該腳電壓為0，芯片的輸出即被關閉。通常在芯片的○2腳與○9腳（基準電壓輸出端）之間接一只偏置電阻，使○2腳得到一個正偏置電壓。若電流取樣電阻上的負電壓大到足夠抵消該偏置電壓時，○2腳電壓即為0V，芯片即被關閉。

○3CA OUT電流誤差放大器輸出端

該電流誤差放大器檢測并放大市電輸入電流，控制脈寬調制器，強制校正市電輸入電流。

○4ISENSE電流采樣輸入端負極

該引腳為電流誤差放大器的反相輸入端。

○5MULT OUT電流采樣輸入端正極和模擬乘法器輸出端

模擬乘法器的輸出端直接與電流誤差放大器的同相輸入端相連接。

○6IAC交流電流采樣信號入

交流電流采樣信號從該腳加至模擬乘法器的輸入端。

○7VA OUT電壓放大器輸出端

電壓誤差放大器的輸出端。該端輸出的信號也可用來調整輸出電壓。

○8URMS有效值電壓輸入端

市電整流輸出電壓經分壓后加至該腳。該腳電壓應在1.5-3.5V之間。

○9VREF該腳可輸出7.5V穩(wěn)定電壓，最大輸出電流為10mA，并且內部可以限流。當Vcc較低或者使能端○10腳（ENA）為低電平時，該腳電壓為0。

○10ENA使能端

使芯片啟動工作的控制信號的輸入端。該端還控制基準電壓、振蕩器和軟啟動電路的打開與關閉。若不通過該腳控制時，該腳應接至+5V電源或經100K電阻接至Vcc電源，使芯片始終處于工作出狀態(tài)。

○11USENSE電壓誤差放大器反相輸入端

PFC電路的輸出電壓經分壓后加至該腳。通常該腳與電壓誤差放大器輸出端○7腳（AV OUT）之間需加入RC補償網絡，以改善電壓誤差放大器的頻率特性。

○12RSET振蕩器定時電容充電電流設定電阻接入端和乘法器最大輸出電流設定電阻接入端。乘法器最大輸出電流為3.75V/RSET。

○13SS軟啟動端

芯片停止工作或Vcc過低時，該腳為0電壓。芯片開始啟動時，內部14μA電流對外接電容充電，使該腳電壓上升至7.5V時，芯片輸出的PWM脈沖占空比逐漸增大，輸出電壓逐漸升高。

○14CT振蕩器定時電容接入端
該引腳與地之間接入定時電容CT，可按下式設定芯片內振蕩器的工作頻率：

○15Vcc電源電壓

為了保證芯片的正常工作，Vcc應高于17V，同時該引腳對地之間應接入旁路電容器。

○16GT DRV驅動電壓輸出端

該腳的輸出電壓驅動外接的MOSFET功率管。該引腳內部設有箝位電路，可將輸出脈沖幅值鉗位在15V，因此當Vcc高達35V時，該芯片仍能正常工作。使用中該引腳到MOSFET管的柵極之間應串入大于5Ω的電阻，以免驅動電流過沖。
⑵UC3854的內部結構圖

①欠壓控制電路

UC3854中設有欠壓控制電路。其中UVIC為欠壓封鎖電路。開機時，Vcc電壓高于16V，UVIC輸出為高電平，否則UVIC輸出為低電平。UC3854開機工作后，若Vcc低于10V，UVIC即輸出低電平。

EC為使能比較器。UC854○10腳電壓高于2.5V時，芯片啟動，低于2.25V時芯片關閉。UVIC輸出端和EC輸出端分別接至與門1的輸入端，而與門1的輸出端控制著7.5V基準電壓發(fā)生器、OSC振蕩器和軟啟動電路。只有芯片的電源電壓Vcc高于16V，同時○10腳使能端高于2.25V時，與門1輸出為高電平，7.5V基準電壓發(fā)生器、OSC振蕩器和軟啟動電路開通工作，若Vcc低于10V，或者○10腳使能端低于2.25V，上述3個電路立即關閉，芯片隨之關閉。

②乘法器電路

乘法器是UC3854的核心電路，它的輸入端接收市電輸入電壓有效值和整流器輸出的直流電壓的信息，輸出信號送入CEA電流誤差放大器。乘法器的輸出電壓決定了電路功率因數的高低。

電路的輸出電壓信號經UC3854○11腳送入VEA電壓誤差放大器的反相輸入端，其中的二極管用來描述有關電路的特性而非實際的元件。電壓誤差放大器輸出信號的極性與電路輸出電壓信號極性相反，即電路輸出電壓升高時電壓誤差放大器的輸出信號會降低，反之會升高。電壓誤差放大器輸出的信號送至乘法器的A端，因此A信號代表了電路輸出電壓，同時由○7端輸出。通常在電壓誤差放大器的反相輸入端與輸出端，即UC3854的○11腳與○7腳之間接有RC網絡，用以改善放大器的頻率特性和調整放大器的放大倍數。

市電輸入電壓信號經○6腳送至乘法器的B端，因此B信號代表了市電輸入電壓。同時市電輸入電壓信號還經○8腳送至芯片內的平方電路，經平方處理后送至乘法器的C端，因此C信號代表了市電輸入信號X的平方值。

在乘法器中，代表電路輸出電壓的A信號與代表輸入電壓信號的B信號相乘，再除以代表市電信號平方值的C信號，得到Im信號。即其中之所以要用A×B除以C，是不希望功率因數校正值隨輸入電壓的幅度變動而發(fā)生變化，這是UC3854開發(fā)商的一項專利技術。

③電流誤差放大器

乘法器輸出的Im信號作為控制電流參考信號送入電流誤差放大器的同相輸入端。與此同時，市電輸入電流信號經○4腳送至電流誤差放大器的反相輸入端。于是，電流誤差放大器的輸出信號便與市電輸入電流信號具有相反的極性。

④振蕩電路

OSC振蕩器的振蕩頻率由為

通常振蕩頻率選定為20-40KHz。

振蕩器的輸出為同頻率的鋸齒波和方波，其中鋸齒波送至PWM比較器的同相輸入端，而方波的一路送至觸發(fā)器的置位端S端，另一路送至反相器2的輸入端。

⑤峰值電流限制比較器

輸出電流信號加至比較器的反相輸入端，比較器的輸出信號加至觸發(fā)器的一個復位端R端。當輸出電流發(fā)生峰值過流時，比較器輸出低電平，迫使觸發(fā)器停止工作。

⑥PWM脈寬調制電路

PWM脈寬調制電路由PWM比較器構成。鋸齒波被送至PWM比較器的同相輸入端，電流誤差放大器輸出的信號被送至PWM比較器的反相輸入端，PWM脈寬調制電路便可輸出連續(xù)的PWM調制脈沖。PWM脈寬調制電路輸出的PWM脈沖送至觸發(fā)電路的一個復位端R端。

⑦觸發(fā)器電路

振蕩器輸出的方波脈沖信號加至觸發(fā)器電路的置位端S端，PWM脈寬調制電路輸出的PWM信號加到觸發(fā)器電路的復位端R端，在兩個輸入信號的共同作用下，觸發(fā)器輸出端Q端將輸出一連串頻率與鋸齒波相同，寬度與PWM脈寬調制電路輸出信號的脈寬相同的信號，與門2在觸發(fā)器Q端輸出的脈沖信號和反向器輸出的反極性方波信號共同作用下，輸出寬度受控的PWM信號，再經UC3854內部的推拉輸出級進行功率放大后從○16腳輸出。

⑷UC3854輸出的PWM脈沖電壓的特性：

①該脈沖被輸入市電頻率和幅度所調制，經PFC功率管控制后，能使輸入電流的波形緊跟輸入電壓的波形變化，從而達到提高輸入電路的功率因數的目的。

②該脈沖的寬度同時受控于輸入市電電壓信號和整流電路輸出電壓信號的調制，在提高電路的功率因數的同時，還能使整流器輸出的直流電壓具有升壓和穩(wěn)壓的特性。

二、SANTAK-1053型高頻機中的PFC電路

圖5為SANTAK-1053型高頻機與PFC有關的電路。該機PFC電路由芯片U11（UC3854）、PFC MOSFET功率管Q14（2SK1723）、PFC驅動光耦U10(OPT250-1)、運放U9(LM324)及周邊元件組成。

由圖5可見：

⒈市電相電壓經R71、R83、R82降壓后加至運放U9C（LM324）反向輸入端。U9C與D39組成精密檢波器，對降壓后的市電電壓進行檢波，形成市電檢測電壓，其波形為m狀半波波形。采用精密檢波器可以使小信號時的檢波線性度良好。市電檢測電壓再經跟隨器U9A(LM324)隔離后送入U11(UC3854)的○6、○8腳。

⒉市電輸入電流流經CT2后在○1、○4腳感應出交流電壓，經D41、D42、D45、D46全波整流后形成輸入電流檢測電壓，加至U11(UC3854)的○2、○5腳。此電路的作用是，一旦輸入電流過流，PFC芯片即停止工作。要注意加至U11○2、○5腳的電壓為全波整流器輸出的負值電壓。

⒊來自電腦芯片U6○57腳的啟動電壓加至U11的○10腳，高電平為啟動，低電平為關閉。

⒋U11的○16腳輸出PWM驅動信號，經光耦U10（OPT250-1）隔離驅動后從其○6、○7腳輸出，加至PFC功率管Q14的柵極。在柵極中串接了由R52、D36組成的加速、消振電路。其中R52為消振電阻，將柵極可能產生的自激振蕩消耗掉；D36為加速二極管。當正極性驅動信號到來時D36截止，對電路無影響；當負極性驅動信號到來時，D36導通，將R52旁路，使Q14柵極的電荷能迅速放掉。

⒌±BUS電壓的檢測電壓經BUS電壓切換開關SW、R120、R122、R123、C74、D43等隔離整形后加至U11的○7腳,作為±BUS誤差校正電壓。C66加至U11的○7、○11腳之間，作為U11內部電壓誤差放大器的頻率補償電容，以改善其頻率特性。

逆變狀態(tài)時U1通過±BUS電壓切換開關SW取得±BUS電壓的幅度信息，控制輸出的PWM脈沖的占空比，實現±BUS電壓的穩(wěn)定。市電狀態(tài)時雖然逆變電路已停止工作，但±BUS電壓切換開SW關仍處于工作狀態(tài)，可將±BUS電壓的幅度信息送入PFC電路U11中。

這樣一來，當電路工作于市電狀態(tài)時，U11內部乘法器的輸入端就有兩路檢測信號輸入：一路是精密檢波器U9C、U9A經○6、○8腳送來的市電檢測電壓；另一路是由電壓切換開關SW經○7腳送來的±BUS檢測電壓，U11對這兩路信號處理后，從○16腳輸出PWM信號，控制PFC功率管Q14的占空比，同時實現功率因數的校正、±BUS電壓的升壓和穩(wěn)壓。

⒍如前所述，通常PFC電路設置在全波整流器與濾波電容之間，處理的是m型半波電壓。而在SANTAK-1053型高頻機中，PFC電路設置在市電輸入與全波整流電路之間，處理的是正弦電壓，并且在功率管與市電輸入控制點之間接有一只作極性校正用的整流REC1，這種結構顯然與通常的PFC電路不同。

按照通常的PFC電路的設置，PFC電路不便產生正、負極性的BUS電壓。而在SANTAK-1053型高頻機中，將PFC電路設置在市電輸入與全波整流電路之間，同時在功率管與市電輸入控制點之間接一只極性校正用整流橋，使這一問題便得到了解決。

圖6為SANTAK-1053型高頻機PFC電流的形成圖。當市電為正半周時，市電流經D1、D4、Q14/D、Q14S形成回路。當市電為負半周時，市電流經D2、D3、Q14/D、Q14S形成回路。因此，無論在市電的正半周還是負半周，都有PFC電流流經Q14，并且都是從D極流進，S極流出。這樣，這種PFC電路處理的就是全波電壓，可以很方便的得到正負對稱的BUS電壓。
三、SANTAK-C3K(S)型高頻機中的PFC電路

⒈SANTAK-C3K（S）機PFC電路的結構

圖7所示為SANTAK-C3K（S）機的PFC電路圖。

SANTAK-C3K（S）機中的PFC電路與SANTAK-1503型機中的PFC電路在結構上有較大的不同：

⑴在SANTAK-C3K（S）機中，PFC的控制電路中沒有使用常見的PFC芯片如UC3854等，而是采用了常見的開關電源PWM芯片UC3843。

⑵在SANTAK-C3K（S）機中，PFC控制管電路的基本結構是相似的，只是因為輸出功率較大，PFC控制管Q09采用了IGBT管，但是PFC信號電路卻迥然不同。

⑶在SANTAK-C3K（S）機中，將PFC的主要電路制作在兩塊小電路板上，并垂直插焊在主電路板上。

⒉波形變換電路

參見圖7所示。PFC電路的作用是根據市電和±BUS電壓的幅度變化，產生相應的控制脈沖，通過PFC功率管調整市電輸入電流（市電工作時）的和±BUS電壓（電池工作時）的大小。

CPU根據檢測到的市電輸入電壓和輸入電流以及±BUS電壓的數據，從○34腳輸出相應的方波脈沖串，脈沖串中的脈沖寬度是變化的，代表了CPU的控制信息。但后面的PFC控制電路卻不能直接處理幅度恒定寬度（周期）變化的電壓波形，必須將其轉換為幅度變化的電壓波形。為此，將CPU○34腳輸出的脈沖串加至由U22B及周邊元件構成的二階濾波器，從二階濾波器出來后就變成了正弦波信號，它的幅度變化代表了CPU的控制信息。

⒊PFC小板

⑴PFC小板的組成及功能

PFC小板由U401、U402，Q401、Q402及周邊元件組成，見圖7左下所示。

二階濾波器輸出的信號經接插件CN1/1，CN10/1加至三極管Q402的基極，Q402基極接有由R401、R412組成的分壓器，將+5V電壓分出約0.5V給Q402基極，所以二階濾波器輸出的電壓超過0.5V時Q402即飽和，將U401○1腳接地，于是U401關閉，輸出端○6腳所接的PFC功率管也關閉。當二階濾波器輸出的電壓低于0.5V時，Q402截止，U401開通，輸出端○6腳所接的PFC功率管也開通。二階濾波器輸出電壓幅度變化時，U401開通的時間也隨之變化。

由上述過程可見，CPU輸出脈沖寬度的變化，在二階濾波器中變成了幅度的變化，經過U401以后，又變成了PFC功率管開通于截止的時間的變化，實現了CPU對PFC功率管的控制。

⑵PFC過流保護

PFC功率管流過的瞬時電流與市電的輸入電流屬于同一數量級，一旦失控，將造成電路器件的損壞。為此設置了PFC過流保護電路。
PFC過流保護電路由PFC過流檢測傳感器CT2及周邊元件組成。CT2初級串接在PFC功率電路中，PFC電路工作時，次級感應出的電壓經D24、R408、C406濾波加至U401○3腳，PFC電路一旦發(fā)生過流，U401即關閉。R88是負載電阻。D40整流后不經濾波，保留了波形中的突波部分，使保護更加靈敏。

⑶PFC電路的關閉

當PFC電路需要關閉時，CPU○35腳輸出高電平，經R305、接插件CN1/7、CN12/2、R406、R410加至U401○2腳，使U401關閉。與此同時，CPU○35腳送出的關閉信號還經R305送至比較器U402A的反相輸入端○2腳，只要○2腳電壓超過○3腳電壓，U402A輸出端○1腳即為低電平，使U401關閉。由于PFC電路采用了雙重關閉措施，所以關閉十分可靠。

⑷斜坡補償

為了保證在占空比大于50%時開關電源能穩(wěn)定工作，需要對電路進行斜坡補償，其原理如前所述。本機斜坡補償仍然采用的是將定時電容的充放電波形與電流采樣電壓波形相疊加的方法，參見圖7所示。

圖中Q401為斜坡補償三極管。Q401發(fā)射極接至U401○8腳提供的+5V穩(wěn)定電壓?；鶚O接至U401○4腳。Q401發(fā)射極經電阻R411、R403接至U401○3腳。顯然，Q401接成射極輸出器的形式，將C401的充放電波形送入Q401基極，與功率管送入U401○3腳的電流采樣電壓相疊加。于是，兩條曲線相疊加后的幅度大大增加，整個曲線的斜坡坡度增大。補償前接近觸發(fā)電平的斜坡曲線是平緩的，補償后接近觸發(fā)電平的斜坡曲線是急速上升的，在同樣位置同樣幅度的干擾脈沖，已不能使開關電源提前截止，從而有效的保證了開關電源穩(wěn)定的工作。

⒋驅動小板

在SANTAK-C3K（S）機中，逆變驅動電路和PFC驅動電路的結構完全一樣，統(tǒng)稱驅動電路。驅動電路制作在一塊小板上，稱為驅動小板，標號為DUR/MODULE。驅動小板的原理圖見圖7右下所示。

在驅動小板中，由主板開關電源變壓器TX201次級送來的開關電源脈沖，經接插件CN13/1、D700送入驅動小板內的開關變壓器TX700的初級，次級電壓經D701整流、C703、C704濾波，ZD702、ZD703穩(wěn)壓后，產生驅動三極管所需的正負驅動電壓。正驅動電壓加至上驅動管Q702的集電極，負驅動電壓加至下驅動管Q703的集電極，正負驅動電壓的公共點，即0點經接插件CN13/9輸出作為輸出信號的參考點。

圖中U701（TLP250）既保證了功率驅動電路與PWM脈寬調制電路的可靠隔離，又具備了直接驅動MOSFET的能力，使驅動電路簡化。

TLP250為雙列直插8腳封裝。其中○1、○4腳為空腳。○2腳為內部發(fā)光二極管正極，○3腳為內部發(fā)光二極管負極?！?腳為內部上驅動管集電極，○5腳為內部下驅動管的集電極，○6、腳為輸出端。

圖中R707為消振阻尼電阻，消除電路中的自激振蕩因素。R708、R709為自給負偏壓電阻。當上驅動管飽和、下驅動管截止時，R708、R709可壓低下驅動管發(fā)射極電位，使基極電位高于發(fā)射極電位，因而使下驅動管可靠截止。同樣道理，當上驅動管截止、下驅動管飽和時，R708、R709可抬高上驅動管發(fā)射極電位，使基極電位低于發(fā)射極電位，因而使上驅動管可靠截止。

圖中U701○3腳經接插件CN13/4、CN10/5、R409接地。U701○2腳經接插件CN13/3、CN10/6接至PFC小板上U401輸出端○6腳。當U401○6腳為低電平時，內部發(fā)光二極管截止，U701○6、○7腳輸出為高電平，上驅動管飽和，下驅動管截止，驅動小板輸出端經接插件CN13/9 輸出高電平。而當U401⑹腳為高電平時，內部發(fā)光二極管導通，U701○6、○7腳輸出為低電平，上驅動管截止，下驅動管飽和，驅動小板輸出端經接插件CN13/9輸出低電平。

至此，由驅動小板經接插件CN13/9輸出的信號，經過一系列變化，又恢復成CPU○34腳輸出的那種幅度恒定，寬度變化的脈沖串了。

⒌SANTAK-C3K（S）機的PFC電路

由圖7可見，市電相線經PFC電感L06進入由D16、D17，C36、C38、C37、C39組成的全波整流濾波電路，PFC電路只是控制市電電流的大小，并未切斷市電通路，不影響整流電路的基本功能。

驅動小板輸出的PFC控制電壓送至PFC開關管Q09柵極。由于SANTAK-3CK（S）機的輸出功率較大，所以PFC管Q09采用了IGBT管。D20是Q09的加速二極管，使Q09關閉時基極電荷能快速泄放掉。R67可以限制泄放電流的大小。R208、R66為Q09的阻尼電阻，防止Q09可能產生的自激振蕩。R65是柵負壓電阻，當Q09截止時，驅動小板輸出的是負電壓，電流由Q09S極→R65→Q09G極，在R65上產生S端正G端負的電壓，將Q09的G極拉負，使Q09深度截止，消除了誤導通的可能性。C59、R126組成Q09和整流模塊REC02的吸收電路，用以避免尖峰電壓造成的損壞。

圖中REC02是橋式整流模塊，在這里起極性校正作用，它可以保證無論是輸入市電正半周還是負半周，PFC電流都由Q09的D極流向S極。PFC電流的形成參見圖6所示。

由于市電輸入電路中串有PFC電感L06，所以，控制送入Q09柵極脈沖的寬度，即可控制流過L06電流的大小，使其與輸入的市電電壓波形保持良好跟蹤。同時，也正是因為市電輸入回路中串有L06，所以送入由D16、D17構成的全波整流電路中的電壓能夠高于市電電壓，經整流濾波后得到的直流電壓也得到提升。我們知道，在一般情況下，經全波整流和濾波后，只能得到約310V的直流電壓。而在C3K（S）機中，經PFC電路升壓后可得到約400V的直流電壓，兩組濾波電容串聯后即可得到±400V的±BUS電壓，與升壓電路輸出的直流電壓相當。

在實際工作時，輸入的市電電壓幅度可能有波動，這將引起±BUS電壓的波動。為了保證電路在市電狀態(tài)下工作時±BUS電壓的穩(wěn)定性，CPU將實時檢測±BUS電壓，以±BUS電壓幅度的變化來調整CPU○34腳輸出的脈沖寬度，從而調整PFC電流的大小，最終使得±BUS電壓能夠保持穩(wěn)定。