連續(xù)調(diào)制模式功率因數(shù)校正器的設(shè)計(jì)

介紹了有源功率因數(shù)校正的工作原理及實(shí)現(xiàn)方法，并針對(duì)各種校正技術(shù)的特點(diǎn)進(jìn)行了對(duì)比分析。之后著重分析了工作于連續(xù)調(diào)制模式下的升壓型有源功率因數(shù)校正技術(shù)，并提供了完整的設(shè)計(jì)方案。實(shí)驗(yàn)表明應(yīng)用該方案設(shè)計(jì)的功率因數(shù)校正電路可以穩(wěn)定地將功率因數(shù)提高到0.99以上，并將總諧波失真降至10％以下。最后給出了實(shí)驗(yàn)的數(shù)據(jù)及部分波形。

關(guān)鍵詞：有源功率因數(shù)校正；連續(xù)調(diào)制模式；總諧波失真

0 引言

傳統(tǒng)的從220V交流電網(wǎng)通過不控整流獲取直流電壓的方法在電力電子技術(shù)中取得了極為廣泛的應(yīng)用，其優(yōu)點(diǎn)在于結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本低、可靠性高。但這種不控整流使得輸入電流波形發(fā)生嚴(yán)重畸變，呈位于電壓峰值附近的脈沖狀，其中含有大量的諧波成分。一方面對(duì)電網(wǎng)造成嚴(yán)重的污染，干擾其他電子設(shè)備的正常工作；另一方面也大大降低了整個(gè)電路的功率因數(shù)，通常僅能達(dá)到0.5～0.7。

解決這一問題的辦法就是對(duì)電流脈沖的高度進(jìn)行抑制，使電流波形盡量接近正弦波，這一技術(shù)即為功率因數(shù)校正（Power Factor Correction）。功率因數(shù)（PF）是指有功功率（P）與視在功率（S）的比值，即：

PF=×cosΦ=γcosΦ

所以，功率因數(shù)可以定義為電流失真系數(shù)（γ）和相移因數(shù)（cosΦ）的乘積。

功率因數(shù)校正技術(shù)，從其實(shí)現(xiàn)方法上來講，就是使電網(wǎng)輸入電流波形完全跟蹤電網(wǎng)輸入電壓波形，使得輸入電流波形為正弦波(γ=1)，且和電壓波形同相位（cosΦ=1）。在理想情況下，可將整流器的負(fù)載等效為一個(gè)純電阻，此時(shí)的PF值為1。

功率因數(shù)校正技術(shù)大致可以分為無(wú)源和有源兩種，考慮到無(wú)源PFC的體積龐大且性能較差，因此本文只針對(duì)有源功率因數(shù)校正（APFC）技術(shù)做一些方法性的探討。

1 APFC技術(shù)的實(shí)現(xiàn)方法及其特點(diǎn)

1.1 APFC電路的基本結(jié)構(gòu)

1.1.1 降壓式

如UC3871，因其噪聲大，濾波困難，功率開關(guān)管上的電壓應(yīng)力大，控制驅(qū)動(dòng)電平易浮動(dòng)，故很少被采用。

1.1.2升/降壓式

如TDA4815、TDA4818，須用兩個(gè)功率開關(guān)管，其中一個(gè)功率開關(guān)管上的驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)浮動(dòng)，電路復(fù)雜，故較少被采用。

1.1.3 反激式

如ML4813，輸出與輸入隔離，輸出電壓可以任意選擇，采用簡(jiǎn)單電壓型控制，適用于150W以下小功率的應(yīng)用場(chǎng)合。

1.1.4 升壓式

此方法被廣泛采用，其特點(diǎn)為簡(jiǎn)單電流型控制，PF值高，THD小，效率高，但是輸出電壓高于輸入電壓。適用于75～2000W功率范圍的應(yīng)用場(chǎng)合，應(yīng)用最為廣泛。它具有以下優(yōu)點(diǎn)：電路中的電感L適用于電流型控制；由于升壓型APFC的預(yù)調(diào)整作用在輸出電容C上保持高電壓，所以電容C的體積小、儲(chǔ)能大；在整個(gè)交流輸入電壓變化范圍內(nèi)能保持很高的功率因數(shù)；輸入電流連續(xù)，并且在APFC開關(guān)瞬間輸入電流小，易于EMI濾波；升壓電感L能阻止電壓、電流的瞬變，提高了電路的可靠性。

1.2 APFC電路中輸入電流的控制原理

1.2.1 平均電流型

如ML4832、UC3854，工作頻率恒定，采用連續(xù)調(diào)制模式（CCM），工作波形如圖1所示。這種控制方式的優(yōu)點(diǎn)是恒頻控制；工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)，開關(guān)管電流有效值小、EMI濾波器體積??；能抑制開關(guān)噪聲；輸入電流波形失真小。主要缺點(diǎn)是控制電路復(fù)雜；須用乘法器和除法器；須檢測(cè)電感電流；需電流控制環(huán)路。

圖1 平均電流型

1.2.2 峰值電流型

如ML4831、MC34262，工作頻率恒定，CCM，工作波形如圖2所示。

圖2 峰值電流型

1.2.3 滯后電流型

如CS3810，工作頻率可變，CCM，電流達(dá)到滯后帶內(nèi)發(fā)生功率開關(guān)的導(dǎo)通或關(guān)斷，使輸入電流上升或下降。其電流波形平均值取決于電感輸入電流，工作波形如圖3所示。

圖3 滯后電流型

1.2.4 電壓跟蹤控制型

如ML4813、SG3561，工作頻率可變，采用不連續(xù)調(diào)制模式（DCM），其工作波形如圖4所示。DCM采用跟隨器的方法，具有電路簡(jiǎn)單、易于實(shí)現(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)，但也存在以下缺點(diǎn)：功率因數(shù)和輸入電壓Vin與輸出電壓VO的比值Vin/VO有關(guān)，即當(dāng)Vin變化時(shí)，功率因數(shù)PF也將發(fā)生變化，同時(shí)Vin/VO的增大使得輸入電流波形的THD增大；開關(guān)管的峰值電流大（在相同容量情況下，DCM中通過開關(guān)管的峰值電流為CCM的2倍），從而導(dǎo)致開關(guān)管的損耗增加。所以，在大功率的應(yīng)用場(chǎng)合中，基于CCM方式的APFC更具優(yōu)勢(shì)。

圖4 電壓跟蹤控制型

2 CCMAPFC電路的設(shè)計(jì)方法

基于以上各種方案的特點(diǎn)分析可知，在75～2000W功率的應(yīng)用場(chǎng)合中，選擇工作于連續(xù)調(diào)制模式下的平均電流型BoostAPFC電路來實(shí)現(xiàn)較為適合。在具體的電路設(shè)計(jì)中，控制芯片選用UC3854A（其內(nèi)部結(jié)構(gòu)見圖5），這是Unitrode公司生產(chǎn)的一款高功率因數(shù)校正集成控制電路芯片，它的峰值開關(guān)電流近似等于輸入電流，對(duì)瞬態(tài)噪聲的響應(yīng)極小，是一款理想的APFC控制芯片。

圖5 UC3854A內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖

2.1 技術(shù)指標(biāo)

輸入電壓 Vin=AC 150～265V；

輸出電壓 VO=DC 400V；

電源頻率 f=47～65Hz；

輸出功率 PO=2kW；

開關(guān)頻率 fs=50kHz。

2.2 開關(guān)頻率

開關(guān)頻率高可以減小PFC電路的結(jié)構(gòu)尺寸，提高功率密度，減小失真；但頻率太高會(huì)增大開關(guān)損耗，影響效率。在大多數(shù)應(yīng)用中，20～300kHz的開關(guān)頻率是一個(gè)較好的折中。本設(shè)計(jì)中開關(guān)頻率選擇為50kHz，這樣電感量的大小合理，尖峰失真小，電感的物理尺寸較小，MOSFET和Boost Diode上的功率耗損也不會(huì)過多。在更高功率的PFC設(shè)計(jì)中，適當(dāng)降低開關(guān)頻率可以降低開關(guān)損耗。振蕩器的工作頻率由式（1）決定。

fs=（1）

2.3 Boost電感的選擇

電感決定了輸入電流紋波的大小，它的電感量由規(guī)定的紋波電流給出。

最大峰值電流出現(xiàn)在最小線路電壓的峰值處，并由式（2）給定。

ILINE(PK)=×P／Vinmin（2）

電感器中的峰—峰值紋波電流，通常選擇在最大峰值線路電流的20％左右，即

ΔI=ILINE(PK)×20％（3）