四象限DC/DC零電流開關準諧振羅氏變換器

5模式D

模式D是一零電流開關（ZCS）buck－boost變換器，其等效電路、電流和電壓波形如圖5所示。開關導通和關斷周期可分為4個時間段0～t1，t1～t2，t2～t3和t3～t4，導通時間為kT=t2，輸出電流僅在時間段（t4－t3）內流經電源V1。整個周期為T=t4。諧振電路為Lr2－Cr。諧振角頻率為：(45)特征阻抗為：(46)

諧振電流（交流分量）為：

圖5模式D運行

（a）等效電路（b）波形

(47)

考慮到直流分量，電流峰值為：(48)

5.1時間間隔0～t1

當t=0時開關S2導通，電容Cr上的電壓等于電源電壓V1。電感電流iLr2以斜率（V1＋V2）/Lr2線性增加，但始終比負載恒定電流IL小。因此諧振電容Cr上無電流流過。當t=t1時，電感電流iLr2等于負載恒定電流IL，則t1為：(49)相應的位移角為：(50)

5.2時間間隔t1～t2

在此時間段內，電流流過諧振電容Cr，電路Lr2－Cr諧振，電流波形為一正弦函數(shù)曲線。當過峰值點后，電流下降至IL，如果變換器工作在準諧振狀態(tài)，則在t=t2時電流下降到零，開關S2關斷。這一時間長度為：(51)

同時，電容Cr上的電壓也是一正弦函數(shù)。當t=t2時，電容上的電壓vc相應的電壓值Vco為：

Vco=（V1－V2）－V2sin(π/2＋α2)

=V1－V2(1＋cosα2)(52)

5.3時間間隔t2Gt3

由于開關S2關斷，電容Cr上所充的電量將會通過負載電流IL釋放。因為負載電流IL是一常數(shù)，所以電壓vc在時間間隔t2～t3內由Vco線性增大至V1，則這段時間長度為：(53)

5.4時間間隔t3Gt4

由于續(xù)流二極管D1的存在，電容電壓vc不能比源電壓V1高。當t=t3時，主電感上的電流不再流經Cr，而是流經D1。從這時起，輸出電流I1流過主電感L，續(xù)流二極管D1，源電壓V1和負載電壓V2。這一階段的時間長度（t4－t3）取決于設計要求。若忽略功率損耗，我們得出輸出電流平均值I1為：(54)或(55)

因此，(56)

導通占空比為：k=t2/t4(57)

整個重復周期為：T=t4(58)

則相應頻率為：f=1/T(59)

6實測結果

以1個±28V的直流電池做為負載、1個42V的直流電池做為電源來進行測試。測試條件為：V1=42V，V2=±28V，L=30μH，Lr1=Lr2=1μH，Cr=4μF且體積為40（in）3。實測結果如表2所示?？梢?，其平均功率傳輸效率為96.3％，且總的平均功率密度（PD）為17.1W/（in）3。經典變換器的功率密度通常小于5W/（in）3，因而本文所介紹的這種變換器的功率密度要高得多。由于開關頻率較低（f41kHz） 且 工 作 在 簡 諧 狀 態(tài) ， 所 以 高 次 諧 波 分 量 很 小 。 通 過 快 速 傅 立 葉 變 換 （ FFT） 分 析 ， 得 出 其 總 體 諧 波 失 真 （ THD） 非 常 小 ， 所 以 電 磁 干 擾 （ EMI） 很 弱 ， 可 以 滿 足 電 磁 靈 敏 度 （ EMS） 和 電 磁 兼 容 性 （ EMC） 的 要 求 。

7結語

1種新型的四象限DC/DC零電流開關準諧振變換器已開發(fā)出來。由于它應用了軟開關技術，因而極大地減少了開關功率損耗，實現(xiàn)了高效率的功率傳輸。因為其開關頻率較低磁干擾（EMI）很弱，可以滿足電磁靈敏度（EMS）和電磁兼容性（EMC）的要求。實驗結果證實了這種變換器的上述優(yōu)點和文中的分析。