開(kāi)關(guān)電源控制芯片M51995及其應(yīng)用

　?。?）振蕩器

　　振蕩電路的等效電路如圖3所示。CF電壓由于恒流源的充放電而呈三角波。在正常工作時(shí)

圖3振蕩器等效電路

充電電流為I1=UT－on/Ron

放電電流為I2=UT－off/Roff＋UT－on/16Ron

振蕩周期為

T=(UOSCH－UOSCL)CF/(I1＋I(xiàn)2)

其中（UOSCH－UOSCL）為三角波的峰峰值，UOSCH≈4.4V，UOSCL≈2.0V，UT－on≈4.5V，UT－Off≈3.5V。芯片輸出最大脈寬為三角波的上升時(shí)間，而三角波的下降時(shí)間則為死區(qū)時(shí)間。當(dāng)發(fā)生過(guò)流時(shí)，斷續(xù)方式和振蕩控制電路開(kāi)始工作，此時(shí)T－off端電壓依賴于VF端電壓，振蕩器的充電電流同正常工作時(shí)一樣，

充電電流為I1=UT－on/Ron

放電電流為

I2'=(UVF－UVFO)/Roff＋UT－on/16Ron

振蕩周期為

T=(UOSCH－UOSCL)CF/（I1＋I(xiàn)2）

其中UVF為VF端電壓，UVFO≈0.4V，

圖4正激式變換器中VF端的應(yīng)用

如果UVF－UVFO0， 則 UVF－ UVFO=0；

如果UVF－UVFO>UT－Off≈3.5V，則UVF－UVFO=UT－Off。所以當(dāng)UVF>3.5V時(shí)振蕩器的工作和沒(méi)有發(fā)生過(guò)流時(shí)一樣。通常使VF端電壓正比于變換器的輸出電壓，這樣當(dāng)發(fā)生過(guò)流而使輸出電壓變低時(shí)死區(qū)時(shí)間也相應(yīng)變長(zhǎng)，從而進(jìn)一步降低占空比。圖4顯示了正激式變換器中VF端的應(yīng)用，這里RC構(gòu)成低通濾波器；而在反激式變換器中可以對(duì)偏置繞組電壓進(jìn)行分壓后接到VF端，因?yàn)槠美@組電壓正比于變換器的輸出電壓。

　?。?）PWM比較鎖存部分

　　圖5為PWM比較和鎖存部分的電路圖，由圖可知A點(diǎn)電位為

UA=5.8－15.2k×(500·IF/B/3k)

A點(diǎn)電位與振蕩三角波比較后鎖存，并與從振蕩器輸出的控制信號(hào)邏輯組合后輸出。各點(diǎn)波形如圖6所示。故B、C、D、E各點(diǎn)的邏輯關(guān)系為

B=D·E，C=B·E=D·E　?。?）輸出電路

　　芯片的輸出為圖騰柱電路，以驅(qū)動(dòng)MOS管。傳統(tǒng)的圖騰柱電路具有高穿透電流的缺點(diǎn)，可達(dá)1A，這在高頻應(yīng)用時(shí)將引起較大的ICC電流和不可避免的IC受熱及噪聲電壓。M51995A使用了改進(jìn)的圖騰柱電路，在不惡化性能的條件下穿透電流約為100mA。

　?。?）電流限制電路

　　在圖6中，如果A點(diǎn)波形和三角波的上升沿相交之前電流限制端CLM＋或CLM－的電壓超過(guò)閾值（＋200mV/－200mV），過(guò)流信號(hào)將使輸出截止并且這個(gè)截止?fàn)顟B(tài)持續(xù)到下一個(gè)周期。實(shí)際上該信號(hào)控制

圖5PWM比較和鎖存

圖6PWM比較和鎖存部分各點(diǎn)波形