基于DSP通訊全橋開(kāi)關(guān)電源的研究與設(shè)計(jì)
其中諧振電感值按0.7倍滿載以上實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān)設(shè)計(jì),取負(fù)載電流為2A(取滿載電流的10%)時(shí)濾波電感的電流臨界連續(xù),即式中的脈動(dòng)量為4A。開(kāi)關(guān)管IRFB20N50的漏源極電容為85pF。所以將上述結(jié)果代入經(jīng)驗(yàn)公式可以得到本文引用地址:http://m.butianyuan.cn/article/181324.htm
6)輸出濾波電路設(shè)計(jì)
(1)輸出電感的選擇
電感將決定在輸出側(cè)紋波電流的大小,且它的值與紋波電流的大小有關(guān)。電感值是以輸入側(cè)的交流電流峰值所決定的。而交流側(cè)的峰值電流是出現(xiàn)在電壓為最小值時(shí),根據(jù)一般的經(jīng)驗(yàn)考慮電感上的紋波電流取交流側(cè)峰值電流的20%,所以。根據(jù)下述經(jīng)驗(yàn)公式可以得到電感L。
電感電流出現(xiàn)最大峰值時(shí)的占空比為
(2)輸出電容的選擇
輸出電容的選擇應(yīng)滿足最大輸出紋波電壓u的要求,而輸出紋波幾乎完全由濾波電容的等效串聯(lián)電阻的大小決定,通常通過(guò)選擇合適的等效串聯(lián)電阻來(lái)滿足輸出紋波電壓的峰一峰值的,這里取u為0.1V。因此有
另外,對(duì)于鋁電解電容器,在很大容值及額定電壓范圍內(nèi),其ResrCf的乘積基本不變,為50×10-6~80×10-6。根據(jù)ResrCf的平均值來(lái)求解Cf,即
實(shí)際選用三個(gè)60V/1000μF的電解電容器并聯(lián)。
7)采樣電路設(shè)計(jì)
(I)電壓采樣電路
圖5所示的電壓采樣電路是采樣48V輸出電壓,經(jīng)過(guò)電壓跟隨電路及線性光耦HCNR20l,傳輸給差分放大電路AD8131變成差分信號(hào)傳入高速AD轉(zhuǎn)換器。
(2)電流采樣電路
圖6所示的電流采樣電路是實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)輸出電流(20A),該采樣電路由電流檢測(cè)放大器LTC6102,基本放大電路,線性光耦HCNR201以及差分放大電路AD813l組成。
3 系統(tǒng)的軟件設(shè)計(jì)
主控制器采用DSP處理芯片,外擴(kuò)16位高速AD采樣,以滿足實(shí)時(shí)要求,控制算法采用模糊自適應(yīng)PID控制算法??刂瞥绦蛑饕芍鞒绦蚝椭袛喑绦蚪M成。中斷包括定時(shí)器周期中斷、定時(shí)器下溢中斷、比較單元比較中斷。其中,每個(gè)比較單元均會(huì)在一個(gè)對(duì)稱PWM周期內(nèi)產(chǎn)生兩次匹配,一次匹配在前半周期的遞增計(jì)數(shù)期間,另一次匹配在后半周的遞減計(jì)數(shù)期間,所以兩個(gè)比較單元會(huì)在一個(gè)PWM周期內(nèi)通過(guò)四次中斷完成PWM輸出跳變。
4 模糊自適應(yīng)PID控制器的設(shè)計(jì)
模糊自適應(yīng)PID控制系統(tǒng)框圖如圖7所示,該圖中模糊自適應(yīng)PID控制器以電壓誤差eu(k)和誤差變化率ceu(k)作為輸入,針對(duì)不同情況對(duì)PID參數(shù)進(jìn)行調(diào)節(jié),模糊推理的輸出結(jié)果△kp、△ki、△kd與常規(guī)PID控制參數(shù)kp、ki、kd分別相加,作為修正后的PID參數(shù)模糊自適應(yīng)PID控制的核心在于設(shè)計(jì)模糊隸屬函數(shù)和控制規(guī)則。首先,確定模糊控制器的輸入變量eu(k)和ceu(k)、輸出變量△kp、△ki、△kd的模糊集合為7個(gè)模糊子集:[正大(PB),正中(PM),正小(PS),零(ZE),負(fù)小(NS)、負(fù)中(NM),負(fù)大(NB)]。各變量的模糊集論域均為[一3,一2,一1,0,1,2,3],實(shí)際中通過(guò)調(diào)節(jié)量化因子和比例因子將各變量變化范圍映射到論域范圍。隸屬函數(shù)均采用三角形隸屬函數(shù),eu(k)、ceu(k),△kp、△ki、△kd的隸屬度函數(shù)分別表示在圖8和圖9中。模糊推理采用Mamdani方式,解模糊方法為面積重心法。
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評(píng)論