峰值電流模式升壓DC-DC變換器中斜坡補償?shù)姆治雠c設(shè)計
摘 要:本文通過分析固定頻率、峰值電流模式升壓DC-DC變換器中斜坡補償的基本原理,提出了一種簡單實用的斜坡補償電路。該電路利用恒定電流充放電型振蕩器產(chǎn)生的斜坡電壓信號,通過一個V-I電路轉(zhuǎn)換成可作為斜率補償用的斜坡電流信號。
關(guān)鍵詞:峰值電流模式;振蕩器;斜坡補償
引言
開關(guān)電源按控制模式可以分為電壓模式和電流模式兩大類。相比電壓模式而言,電流模式因動態(tài)響應(yīng)快、補償電路簡單、增益帶寬大、易于并行輸出等優(yōu)點而獲得廣泛應(yīng)用。但是,在峰值電流模式中存在如下問題:占空比大于50%時系統(tǒng)的開環(huán)不穩(wěn)定;由于峰值電流而非平均電感電流而產(chǎn)生的系統(tǒng)開環(huán)不穩(wěn)定性;次諧波振蕩;抗干擾能力差,特別是當(dāng)電感中的紋波電流成分很小時,這種情況更為嚴重。解決上述問題的辦法很簡單,就是增加一個斜坡補償電路。本文介紹了固定頻率、峰值電流模式升壓DC-DC變換器斜坡補償?shù)幕驹恚O(shè)計了一種簡單實用的斜坡補償電路。
斜坡補償?shù)幕驹?BR>
固定頻率、峰值電流模式升壓DC-DC變換器控制電路如圖1所示。
圖1中,i_sense是對功率開關(guān)管的電流采樣,相當(dāng)于對ton時間內(nèi)電感電流的采樣。將采樣電流i_sense轉(zhuǎn)換成電壓信號Vi,再輸入到PWM比較器,與誤差放大器的輸出Vea比較,從而控制功率開關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷,實現(xiàn)穩(wěn)定輸出電壓的功能。顯然,誤差放大器的輸出Vea確定了電感電流的峰值,這里假設(shè)這個電流為Iref。
首先考慮無斜坡補償?shù)那闆r。
圖1 固定頻率、峰值電流模式升壓DC-DC變換器控制電路
從t=nT到t=(n+1)T的一個周期內(nèi)(T為開關(guān)周期),電感電流線性上升到Iref,然后開始下降。設(shè)t=nT時的電感電流為in,t=(n+1)T時電感電流為in+1,輸出電壓為v,占空比為D,可以有如下關(guān)系式:
和 (1)
對上面的兩個式子求解,可得:
(2)
若考慮穩(wěn)態(tài)情況下電流in存在的微小擾動,由升壓公式v/Vin=1/(1-D),并且忽略公式(2)中后兩項in的高階項,則有:
(3)
設(shè)l=-D/(1-D),則為使系統(tǒng)穩(wěn)定,l必須滿足-1<l<1,即D<0.5。
現(xiàn)在考慮疊加一個斜率為mc的斜坡補償電流信號到電感電流上的情況,這里mc>0。這時,對電感電流上升和下降兩種情況列方程得:
(4)
(5)
聯(lián)立公式(4)和(5),并且忽略in的高階項,可得到:
(6)
其中:Mc=mc/(Vin/L)是歸一化的補償斜率。顯然,這時l可以表示為:
(7)
要想使系統(tǒng)穩(wěn)定,則l必須滿足-1<l<1。由式(7)可知,l顯然小于1。對于臨界狀態(tài)l=-1,Dc=(Mc+0.5)/(Mc+1),當(dāng)Dc<(Mc+0.5)/(Mc+1)時,-1<l<1,即系統(tǒng)能夠保持穩(wěn)定。
由公式(4)可以發(fā)現(xiàn)疊加一個正的斜坡信號(mc)到電感電流上相當(dāng)于疊加一個負的斜坡信號(-mc)到Iref上,即:
在占空比D一定的情況下,若D<0.5,則不需要斜率補償即可實現(xiàn)系統(tǒng)穩(wěn)定;若D>0.5,則要獲得系統(tǒng)穩(wěn)定,補償?shù)男甭蚀笮?yīng)滿足:
(8)
斜坡補償電路的設(shè)計和實現(xiàn)
斜坡補償?shù)膶崿F(xiàn)可以通過對一個斜坡電流信號i_slope和電感電流采樣信號i_sense求和,然后輸入到一個I-V電路產(chǎn)生Vi,再和誤差放大器的輸出Vea進行比較以設(shè)定占空比,穩(wěn)定輸出電壓。采用恒定電流充放電型振蕩器可以獲得固定頻率、固定占空比的時鐘脈沖信號和斜率恒定的斜坡電壓信號。時鐘脈沖信號用來設(shè)定電壓變換器的工作頻率和最大占空比,而且可以使控制電路有效地實現(xiàn)電流模式的逐個脈沖控制。斜坡電壓信號可以用來產(chǎn)生作為斜率補償用的斜坡電流信號i_slope。
圖2為恒定電流充放電振蕩器結(jié)構(gòu)圖。其中MP4~MP8、MN6~MN9為比較器,它與反相器INV1、INV2、INV4構(gòu)成施密特觸發(fā)器,MP3、MP2為電流源。該振蕩器電路需要一個基準(zhǔn)電壓信號VREF來設(shè)定施密特觸發(fā)器的上、下閾值電壓,電流源IREF用來產(chǎn)生對電容C進行充放電的恒定電流。VREF和IREF均可由升壓變換器系統(tǒng)內(nèi)部的基準(zhǔn)電壓源和基準(zhǔn)電流源提供。
圖2 恒定電流充放電振蕩器結(jié)構(gòu)圖
振蕩器頻率為:
(9)
其中: (10)
(11)
設(shè)定I1和I2的比值便可確定輸出脈沖波的占空比,即占空比為:
(12)
電容C兩端的電壓VC的上升斜率為:
(13)
可見,只要I1、C固定,則VC的上升斜率就是恒定的。
斜坡補償信號的產(chǎn)生
振蕩器中電容C上的電壓雖然是斜坡信號,但是電壓求和不如電流求和簡單,所以采用一個V-I電路把斜坡電壓轉(zhuǎn)換成斜坡電流,這樣更容易實現(xiàn)斜坡補償。具體實現(xiàn)電路如圖3所示。
圖3產(chǎn)生斜坡電流信號的V-I電路
VL為施密特觸發(fā)器的下閾值電壓;VC為定時電容C兩端的電壓,VC≥VL。MP11、MP12、MP15是一組電流大小相等的鏡像電流源。當(dāng)VC=VL時,MN19、MN20、MN21的電流相等,即等于電流源的電流值。當(dāng)VC增大,MP14上的電流減小, MP12上的一部分電流經(jīng)過R4流向MP13。MN21與MN20是電流鏡結(jié)構(gòu),所以,MN21的電流減小。這時,i_slope就等于流過R4的電流。
圖4 振蕩器輸出的脈沖波和斜坡電壓以及斜坡補償信號
假設(shè)MP11、MP12、MP15完全匹配,MP13、MP14完全匹配,MP19、MP20、MP21完全匹配,ro為MP14的小信號輸出電阻,則對圖3進行小信號分析可以得出:
i_slope=Gmvc (14)
其中:,
(15)
聯(lián)立式(13)和(15)可得i_slope的上升斜率為:
(16)
從式(16)可以看出,在I1和C固定的情況下,改變R4的阻值大小即可調(diào)節(jié)i_slope的上升斜率。
為了保證升壓變換器穩(wěn)定工作,需要對電感電流疊加一定斜率的補償信號,并且要滿足式(8)的要求。本電路的補償方法是將i_slope和i_sense一起輸入到一個求和電路進行疊加,所以i_slope斜率應(yīng)滿足:
(17)
其中,k為感應(yīng)電流i_sense的上升斜率與電感電流的上升斜率的比值,即: (18)
仿真結(jié)果與分析
在0.8mm的BiCMOS工藝下,用Hspice對振蕩器電路和斜坡補償電路進行仿真。
圖4為振蕩器時鐘脈沖CLK輸出波形、斜坡電壓信號VC波形以及斜坡補償信號i_slope輸出波形,其中VDDA為3V,VSSA為0V,IREF為0.5mA,VREF為1.24V,由此得到振蕩器的頻率為622kHz。
結(jié)語
本文通過分析峰值電流模式升壓DC-DC變換器中斜坡補償原理,提出了一種簡單實用的斜坡補償電路。仿真結(jié)果表明,只要合理調(diào)節(jié)V-I電路中的電阻R4的值,就能夠得到保證系統(tǒng)穩(wěn)定的斜坡補償量?!?/P>
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