電容負(fù)載穩(wěn)定性：輸出引腳補(bǔ)償 系列之一

　　圖 9.11 說明了我們?nèi)绾卫?RCO 及 CCO 獲得建議的 Aol 修正曲線。另外我們還需要考慮另外一個(gè)極點(diǎn)，因?yàn)?CCO 在某些高頻情況下會(huì)短路，而且 CL 與 RCO 將形成一個(gè)附加高頻極點(diǎn)。即使此極點(diǎn)在 fcl2 之外出現(xiàn)，我們的情況仍然正常。

圖 9.11：AC 穩(wěn)定性檢查：輸出引腳補(bǔ)償

　　由于知道 Ro 與 CL，因此可以利用圖 9.12 所示公式以及圖 9.10（曲線 2）建議的 Aol 修正曲線計(jì)算出補(bǔ)償分量 RCO 與 CCO 以及由 RCO 與 CL 形成的超高頻極點(diǎn)。

圖 9.12：輸出引腳補(bǔ)償公式：雙極性發(fā)射極跟隨器

　　我們?cè)趫D 9.13 中采用輸出引腳補(bǔ)償方法繪出預(yù)測曲線。由于 XTR115 之內(nèi)的閉環(huán)運(yùn)算放大器以 2 倍增益運(yùn)行（6dB），閉環(huán) VREF/VIN 曲線始終保持平直，直到在 fcl2 位置與 Aol 修正相交，由于環(huán)路增益已經(jīng)等于零，因此此后該曲線隨 Aol 修正曲線一直降低。

圖 9.13：最終預(yù)測曲線：輸出引腳補(bǔ)償

　　圖 9.14 是在采用圖 9.11 所示電路的情況下，我們的 AC 穩(wěn)定性分析 TINA Spice 模擬結(jié)果。在 fcl2 位置時(shí)可以看到每十倍頻程 20dB 的閉合速率，但是我們應(yīng)當(dāng)通過相位圖了解詳細(xì)情況。

圖 9.14：Aol 與 Aol 修正：輸出引腳補(bǔ)償

　　圖 9.15 所示的環(huán)路增益圖證明我們的輸出引腳補(bǔ)償方法可以產(chǎn)生穩(wěn)定的電路。在 fcl2 位置時(shí)相位裕度為 40度，相位在環(huán)路增益帶寬范圍內(nèi)不會(huì)過多低于 45 度。如果需要，我們可以細(xì)微調(diào)節(jié)輸出引腳補(bǔ)償值，以便在 fcl2 獲得更高的相位裕度。

圖9.15：環(huán)路增益：輸出引腳補(bǔ)償

　　圖9.16中的電路采用瞬態(tài)穩(wěn)定性測試來檢查采用了輸出引腳補(bǔ)償?shù)淖罱K電路。

圖9.16：瞬態(tài)穩(wěn)定性測試：輸出引腳補(bǔ)償

　　圖 9.17 所示的瞬態(tài)穩(wěn)定性測試結(jié)果證明了我們的環(huán)路增益檢查，即輸出引腳補(bǔ)償可以產(chǎn)生穩(wěn)定的電路。一個(gè)較低的過沖以及無過度振鈴的一個(gè)下沖看起來接近典型的、45 度相位裕度補(bǔ)償電路。

圖9.17：瞬態(tài)穩(wěn)定性圖：輸出引腳補(bǔ)償

　　圖 9.18 所示的 TINA Spice 電路使我們能夠檢查最終的 VREF/VIN 閉環(huán) AC 響應(yīng)是否符合在圖 9.13 中的預(yù)測。

圖 9.18：VREF/VIN AC 電路：輸出引腳補(bǔ)償

　　根據(jù)圖 9.13，我們估計(jì) fcl2 約為 5kHz，因此預(yù)計(jì)對(duì)于 VREF/VIN 而言在該點(diǎn)會(huì)出現(xiàn)陡然降低。在圖 9.19 中，我們可以看出閉環(huán) AC 響應(yīng)符合預(yù)測結(jié)果。在 AC 閉環(huán)響應(yīng)中存在輕微峰化現(xiàn)象，不過其對(duì)于本應(yīng)用不會(huì)造成影響。同樣，如果我們希望減少這種峰化現(xiàn)象，就需要再次利用我們的輸出引腳補(bǔ)償把 fcl2 點(diǎn)的相位裕度提高到 40 度以上。

圖9.19：VREF/VIN AC響應(yīng)：輸出引腳補(bǔ)償