電容負載穩(wěn)定性:輸出引腳補償 系列之一
本系列文章的第 9 部分是大家熟悉的電子工程的第 5 章——“保持電容負載穩(wěn)定性的六種方法”。這六種方法包括:Riso、高增益及 CF、噪聲增益、噪聲增益及CF、輸出引腳補償以及帶雙向反饋的 Riso。我們將在本部分介紹輸出引腳補償。這種保持電容負載穩(wěn)定性方法不同于輸出運算放大器“緩沖”網(wǎng)絡(luò),輸出運算放大器“緩沖”網(wǎng)絡(luò)通常用于功率運算放大器(帶有所有 NPN 輸出級)輸出,其目的是在驅(qū)動電容負載時防止意外高頻振蕩。本系列文章的后面章節(jié)將詳細介紹“緩沖”網(wǎng)絡(luò)的使用情況。
本文引用地址:http://m.butianyuan.cn/article/185467.htm有時,在現(xiàn)實生活中,我們并非總能夠接近運算放大器的 -輸入和/或 +輸入,因此無法在模擬工具欄中使用其他補償方法。我們將會在本部分探討用于發(fā)射極跟隨器輸出運算放大器及 CMOS RRO 運算放大器的輸出引腳補償方法。發(fā)射極跟隨器應(yīng)用需要在獨特的 4~20mA 構(gòu)建塊集成電路上采用一個參考輸出。CMOS RRO 應(yīng)用涉及一種用于電源反饋的差動放大器。這兩種依范例定義的情況都屬于現(xiàn)實應(yīng)用。為此,我們可以斷定唯一的保持電容負載穩(wěn)定性的方法只能是輸出引腳補償。除了一階分析與 TINA Spice 模擬之外,我們還可以利用“預(yù)測”結(jié)果來進行實際實施。
雙極性發(fā)射極跟隨器:輸出引腳補償
我們的雙極性發(fā)射極跟隨器輸出引腳補償實例如圖 9.1 所示。XTR115/XT116 是一種可以將輸入電壓變化轉(zhuǎn)換成 4~20mA 模擬信號的雙線4~20mA 集成電路。由于 4~20mA 發(fā)送器用于驅(qū)動長距離線路,因此需要 7.5~36V 的大工作電壓范圍。此外,XTR115/XTR116 配有子穩(wěn)壓器,可為傳感器調(diào)節(jié)電路提供 5V 的供電電壓,以及 2.5V(XTR115)或 4.096V(XTR116)的高精度參考電壓。
4~20mA 信號范圍是既定的行業(yè)標準,用于工廠(普遍存在 50 或 60Hz 高電壓噪聲)等嘈雜環(huán)境中長距離(1 英里或 1.6 公里以上)模擬信號的傳輸。由于該標準是采用電流控制的傳輸,因此使用兩條線路可以避免電壓噪聲耦合。它采用兩條相同的線路來傳輸功率與信號。由于使用的模擬信號范圍規(guī)定為 4~20mA,因此其中 4mA 的信號可驅(qū)動信號調(diào)節(jié)電路并觸發(fā)兩條線路發(fā)送器端的傳感器。功率由接收機提供,而接收機同時還能接收 4~20mA 的模擬信號,該信號已根據(jù)傳感器測量的實際參數(shù)(如:橋接壓力傳感器發(fā)送的壓力)進行了分級。4~20mA 信號在接收機端通常由 A/D 轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換為1V~5V的電阻器(250 歐姆)電壓。
通常在此類 4~20mA 傳感器發(fā)送器中采用微控制器讀取并將線性常數(shù)應(yīng)用到實際傳感器中。微控制器必須是低功耗控制器,以便允許某些電流觸發(fā)傳感器,原因是我們的總調(diào)節(jié)電路電流預(yù)算必須低于 4mA。MSP430F2003 提供一種低電壓、低靜態(tài)電流微控制器。該微控制器具有一個用于讀取橋接變化的板上 ADC。在微控制器應(yīng)用了線性常數(shù)之后,即與 DAC8832(一款用于生成 XTR115/XTR116 所需模擬輸入電壓的低功耗 DAC)進行通信。DAC8832 由一種零漂移、低功耗、單電源的運算放大器(OPA333)進行緩沖。由于我們的系統(tǒng)是一套完美的系統(tǒng),因此可驅(qū)動任何器件,其中包括XTR115/XTR116 的精確VREF 引腳。我們之所以選擇 XTR115 (2.5V VREF) 是因為 MSP430F2003 只能在 1.8V~3.3V 范圍內(nèi)工作。目前 MSP4302003 的板上 ADC 以及 DAC8832 將采用 XTR115 高精度 2.5V 參考電壓。我們的典型總調(diào)節(jié)電路靜態(tài)電流為 562uA,可以保留 3.4mA 的電流用于觸發(fā)橋接傳感器。目前我們唯一的難題是需要添加許多本地旁路電容器,以便在 XTR115 的 VREF 引腳驅(qū)動的眾多集成電路附近實現(xiàn)良好的高頻旁路。XTR115 VREF 引腳是否穩(wěn)定?
圖 9.1:4-20mA 橋接傳感器應(yīng)用
圖 9.2 詳細說明了 4~20mA 橋接傳感器信號調(diào)節(jié)器應(yīng)用中采用的集成電路的主要規(guī)格。
圖 9.2:4~20mA 調(diào)節(jié)電路 IC 主要規(guī)格
XTR115 VREF 引腳是圖 9.3 所示的發(fā)射極跟隨器輸出拓撲運算放大器的輸出引腳。
圖 9.3:XTR115 VREF 引腳:發(fā)射極跟隨器輸出運算放大器
圖 9.4 顯示了 XTR11 VREF 引腳的等效示意圖。VREF是緩沖的 1.25V 帶隙參考電壓,經(jīng)過 2 倍放大后產(chǎn)生 XTR115 2.5V 參考輸出電壓。發(fā)射極跟隨器輸出級的 Ro 為 4.7k 歐姆。我們是從工廠獲得上述信息、RF與 RI 值以及 U1 的 Aol 曲線的,因為 XTR115 的產(chǎn)品說明書并未詳細介紹所有資料。我們的總電容負載 CL 為 500nF。Ro 與 CL 互動,形成 XTR115 VREF 運算放大器的 Aol 修正曲線中的第二個極,即 fpu1。請注意:我們無法接入 U1 的 - 輸入或 + 輸入,因為它是 XTR115 的內(nèi)部器件。所以我們只能使用一個引腳來補償放大器穩(wěn)定性(輸出引腳:VREF)。另外,我們希望使 VREF 引腳保持極高的精度,因此在 CL 前面將該引腳與任何電阻串聯(lián)均不是理想的解決方案。
圖 9.4:XTR115 VREF 引腳:電容負載等效示意圖
我們將采用圖 9.5 所示的 TINA Spice 電路檢驗運算放大器的 Aol 曲線以及由于 CL 導(dǎo)致的 Aol 修正曲線。我們通過 LT(相關(guān) DC 頻率時短路、相關(guān) AC 頻率時開路)以及 CT(相關(guān) DC 頻率時開路、相關(guān) AC 頻率時短路)使用我們的 Spice AC 分析方法。
圖9.5:AC 穩(wěn)定性檢查:原始電路
圖 9.6 顯示了運算放大器 Aol 曲線以及由于 CL 導(dǎo)致的 Aol 修正曲線。在 fcl1 可以看到,就我們的一階穩(wěn)定性標準而言不穩(wěn)定的每十倍頻程 40db 的閉合速率。根據(jù)預(yù)測,CL 導(dǎo)致的 fpu1 為 67.73Hz,其從檢測的角度來看在本圖中是正確的。
圖 9.6:Aol 與修正 Aol:原始電路
我們檢查了圖 9.7 所示的環(huán)路增益圖,并可以證實了當相位裕度在-fcl1 位置幾乎為零時(0.442 度)對穩(wěn)定性的擔心。
圖 9.7:環(huán)路增益圖:原始電路
我們在圖 9.8 進行瞬態(tài)穩(wěn)定性測試 ,即在附帶 500nF CL 的閉環(huán)電路中注入一個較小的方形波。
圖 9.8:瞬態(tài)穩(wěn)定性測試:原始電路
圖 9.9 中的瞬態(tài)穩(wěn)定性圖再次表明我們的電路并不穩(wěn)定。我們的運算放大器輸出在響應(yīng)小步階變化時從未穩(wěn)定過。請注意:VOA 以大約 2.5V 幅度變化,表明我們的 DC 電平對于本電路而言是正確的。
圖 9.9:瞬態(tài)穩(wěn)定性圖:原始電路
我們在圖 9.10 中明確了用于雙極性發(fā)射極跟隨器輸出放大器的輸出引腳補償方法。首先我們用 fpu1 來修正運算放大器原始 Aol 修正曲線,fpu1 是由于 Ro 與 CL 產(chǎn)生的極點(參見曲線 1)。一旦創(chuàng)建了該曲線,我們就可以繪制從曲線 1 與 0dB 交叉點開始的第二條曲線(曲線 2)。從上述起點我們按照每十倍頻程 -20dB 的斜率繪制出比 fp1(運算放大器 Aol 低頻極點)高一個十倍頻程的點,我們在此處把斜率修改到每十倍頻程 -40dB。在頻率為 fp1 時我們將斜率改回每十倍頻程 -20dB,直到與運算放大器的 DC Aol 值相交叉。上述建議的 Aol 修正曲線(曲線 2)滿足我們所有經(jīng)驗標準——通過使極點與零點相互保持在一個十倍頻程之內(nèi),從而保持環(huán)路增益相位在環(huán)路增益帶寬范圍不低于 45 度。另外,我們建議的 Aol 修正曲線(曲線 2)還可滿足在 fcl2 閉合速率為每十倍頻程 20dB 的一階穩(wěn)定性標準。
圖 9.10:輸出引腳補償:雙極性發(fā)射極跟隨器
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