單電源儀表放大器電路

儀表放大器將兩個信號的差值放大。典型的差模信號來自傳感器件,諸如電阻橋或熱電偶。圖1示出了儀表放大器的典型應用,來自電阻橋的差模電壓被AD620(低功耗,低成本,集成儀表放大器)放大。在熱電偶和電阻橋的應用中,差模電壓總是相當小(幾毫伏到十幾毫伏)。而兩個輸入端輸入的同極性、同幅值的電壓約為2.5V,還有對測量無用的共模分量,所以理想的儀表放大器應該放大輸入端兩信號的差值,任何共模分量都必須被抑制。事實上,抑制共模分量是使用儀表放大器的唯一原因。實踐中,儀表放大器從沒有徹底抑制掉共模信號,輸出端總會有一些殘余成份。

共模抑制比(CMRR)是用來衡量共模信號被放大器抑制程度的一個綜合指標,它由下式定義

圖1 在一個典型的儀表放大器的應用中,輸入共模電壓由來自橋的直流偏壓(VS/2)和輸入線中檢拾的任何共模噪聲組成。共模電壓的一部分總會出現(xiàn)在儀表放大器的輸出端。

式中的Gain是放大器的差模增益,Vcm是輸入端存在的共模電壓,Vout是輸入共模電壓在輸出端的結果。

代入具體值,如AD620集成儀表放大器所設置增益為10時,CMRR為100dB,圖1中共模電壓為2.5V,由(1)式求出它在輸出端的電壓為250m V。有上面設定,注意到由輸入和輸出失調電壓所引起的輸出電壓約為1.5mV,這說明作為誤差源,CMRR并沒有失調電壓重要。至此,只討論了直流信號的共模抑制比。

交流和直流共模抑制比

在圖1中,共模信號可以是穩(wěn)態(tài)的直流電壓(如來自電橋的2.5V電壓),或是來自外部干擾。在工業(yè)應用中,最普通的外部干擾從50Hz/60Hz輸電干線檢拾而來(例如來自照明燈,電機或任何在輸電干線上運行的設備)。在不同的測量應用中,儀表放大器輸入端的干擾基本相等,因此在這里干擾信號也被看作共模信號,被疊加在輸入直流共模電壓上,在輸出端得到的是這個輸入共模信號的衰減形式,衰減程度取決于該頻率下的CMRR。

雖然直流失調電壓可以通過微調和校準輕易除去,而輸出端的交流誤差卻很麻煩。例如,如果輸入回路從輸電干線檢拾到50Hz或60Hz的干擾,那么輸出端的交流電壓會降低整個應用的分辨度。濾除干擾代價很昂貴,并且僅在對速度要求不高的應用中才可行。顯然,整個頻率范圍內的高共模抑制有助于減小外部共模干擾的影響。

所以,實踐中在整個頻率范圍內來討論CMRR比討論它在直流時的情況要有意義得多。集成儀表放大器數(shù)據(jù)手冊列出了在50Hz/60Hz時的CMRR,圖解部分給出CMRR隨頻率變化的曲線(見圖2)。

圖2表明AD623(低價格集成儀表放大器)CMRR在頻率范圍內變化的情況。100Hz以前保持平坦,之后(大于100Hz)開始下降,可以看出,50Hz/60Hz電網(wǎng)干擾會被很好的抑制。還要注意電網(wǎng)頻率的諧波干擾,在工業(yè)環(huán)境中,電網(wǎng)頻率諧波可以達到第七諧波(350Hz/420Hz)。此時,CMRR降到大約90dB(增益為10)。這使得- 70dB的共模增益仍足以抑制大多數(shù)共模干擾。

不同結構的儀表放大器

現(xiàn)在考察儀表放大器的不同結構,結構的選擇和無源元件的精確度會影響交直流的CMRR。3.1 二運放儀表放大器

圖3是一個基本二運放儀表放大器的電路圖,差模增益可由式(2)給出

(2)

這里R1=R4,R2=R3,如果R1=10kΩ,R2=1kΩ,差模增益為11,從式(2)可知,根本不可能使編程增益為1。

3.1.1 二運放儀表放大器的共模增益

直流共模電壓引起的輸出電壓由式(3)給出

運用式(1),可得電路的CMRR的表達式為

因為分母中的電阻比總是接近1,不需要考慮儀表放大器的增益,我們可得到,二運放儀表放大器的CMRR隨差模增益的增加而增加。

在上述電阻網(wǎng)絡中,由于存在誤差,實際電阻值不可能完全等于標稱值,即存在失配,可以將R1R3的實際值比它與R2R4之差值的百分率定義為失配。式(4)可以改寫為

式中Mismatch為失配率。

編程增益的四個電阻間的任何不匹配都會直接影響CMRR。在環(huán)境溫度下,精密的電阻網(wǎng)絡通過微調可以達到最大精確度。電阻的溫度漂移造成的任何失配都會加劇CMRR的降低。

顯而易見,高共模抑制的關鍵是電阻網(wǎng)絡,因此電阻比和相對應的漂移兩者都要很好的匹配,而電阻的絕對值和他們的絕對漂移卻不重要,關鍵在于匹配。

集成儀表放大器特別適合于增益編程電阻的比值匹配和溫度跟蹤。制作在硅片上的薄膜電阻的最初容差達到± 20%,制作過程中的激光修整使電阻間的比例誤差減小至0.01%。此外,各薄膜電阻值和溫度系數(shù)之間的相關變化很小,通常小于3×10- 6/℃。

圖4說明在環(huán)境溫度下電阻失配的實踐結果。圖3中,電路CMRR的測量(增益為11)用到4個電阻,其失配約為0.1%(R1=9999.5Ω,R2=999.76Ω,R3=1000.2Ω,R4=9997.7Ω)。直流CMRR的值約為84dB(理論值為85dB),當頻率增加時,CMRR迅速下降。圖4同時給出了電網(wǎng)干擾的輸出電壓的示波器波形。180Hz時200mV(峰-峰)諧波引起的輸出電壓約為800m V。由上述設定,一個輸入范圍為0～2.5V的12位數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的1sb權重為610mV。

A1同相端的Vin- 信號經(jīng)A1后產(chǎn)生的相移或延時將導致Vin- 和A1的輸出信號間出現(xiàn)向量誤差,引起整個頻率范圍內CMRR的降低。為保證一定的CMRR,Vin- 和A1輸出端的共模信號應有相同的相位和幅度,這只有在A1沒有延時時才可能做到。選擇一個匹配的高速雙運放可以擴展頻率范圍,從而使CMRR保持平坦,但另一方面,高速運放會檢拾外部高頻干擾。另一個解決方法是在A1的反相輸入端和地端之間接一個微調電容,缺點是必須手動微調。

所以圖4的CMRR(在頻率范圍內)受兩個截然不同的參數(shù)的影響。在低頻時,CMRR與編程增益電阻的失配直接關聯(lián),高頻時,運放的差模閉環(huán)增益引起CMRR的降低。

3.1.2 二運放儀表放大器的共模范圍

二運放儀表放大器的輸入共模范圍受編程增益的影響。圖3中,A1工作在閉環(huán)增益為1.1時,輸入端的任一共模電壓都被放大(即輸入共模電壓經(jīng)1.1倍放大后出現(xiàn)在A1的輸出端)。

現(xiàn)在討論儀表放大器可編程增益為1.1時的情況(R1=1kΩ,R2=10kΩ,R3=10kΩ,R4=1kΩ)。A1的閉環(huán)增益為11,因為共模電壓會被放大,所以輸入共模范圍受A1輸出擺動幅度的嚴格限制。在應用中,強制性使用低電壓引起的問題特別嚴重,這種情況下,運用滿幅度放大器會增加一些擺動范圍以緩解這個問題。

三運放儀表放大器

圖5是三運放儀表放大器的結構,是分離和集成儀表放大器最常選的結構。整個增益的傳輸函數(shù)很復雜,當R1=R2=R3=R4時,傳輸函數(shù)可以簡化為

(6)

R5和R6設置為相同值(通常在10～50kΩ)。簡單地調節(jié)RG的值,電路的整個增益可由單位值調至任意高的值。

3.2.1 三運放儀表放大器的共模增益

如所期望的,儀表放大器的共模增益的理論值為0。為計算共模增益,設定輸入端只有一個Vcm共模電壓(也即Vin+=Vin-=Vcm)。RG上沒有電壓降,A1,A2的輸出電壓也等于Vcm,設A1和A2理想匹配,因此第一個近似值即第一級共模增益等于單位值并獨立于編程增益。

假定運放A3是理想的,第二級共模增益由式(7)得到

代入式(1),共模抑制比就變?yōu)槭?8)

式中的分母比二運放儀表放大器時復雜得多,而正如式(4)所示,分母可用電阻的失配百分率來表示,即

在式(8)中,如果4個電阻都相等(或R1=R3,R2=R4),其分母就會變?yōu)?,而這幾個電阻的任何失配都會使共模電壓的一部分出現(xiàn)在輸出端。與二運放儀表放大器相似：任何電阻間溫度漂移的失配都會降低CMRR。

3.2.2 三運放儀表放大器的交流CMRR

如果A1,A2很好的匹配(即相同的閉環(huán)帶寬),CMRR就不會像二運放那樣迅速下降。對比一下圖2和圖4,三運放儀表放大器的CMRR在100Hz之前相對平坦,而二運放儀表放大器的CMRR在大約10Hz時就開始降低。