電壓參考電路設(shè)計(jì)關(guān)鍵問(wèn)題

在您努力想要找到正確的電壓參考設(shè)計(jì)時(shí)，高分辨率混頻信號(hào)器件會(huì)帶來(lái)一個(gè)有趣的挑戰(zhàn)。盡管沒(méi)有一款適合所有電壓參考設(shè)計(jì)的通用解決方案，但是圖 1 所示電路還是為您的 16 位以上的轉(zhuǎn)換器提供了一款不錯(cuò)的解決方案。

圖1:16 位以上ADC電壓參考電路。

高分辨率轉(zhuǎn)換器存在的一些問(wèn)題是電壓參考噪聲、穩(wěn)定性，以及該參考電路驅(qū)動(dòng)轉(zhuǎn)換器電壓參考引腳的能力。R1、C2 和 C3 無(wú)源濾波器隨電壓參考噪聲急劇下降。這種低通濾波器的轉(zhuǎn)角頻率為 1.59Hz。該濾波器可減少寬帶噪聲和極低頻噪聲。附加 R-C 濾波器使噪聲水平降至20位ADC的可控范圍以內(nèi)。這一結(jié)果令人鼓舞。但是，如果電流受到拉力，從 ADC 參考引腳流經(jīng) R1，則壓降會(huì)破壞轉(zhuǎn)換，因?yàn)槊總€(gè)位判定 (bit decision) 都有一次壓降(請(qǐng)參見參考文獻(xiàn) 1)。

圖 1 所示電路圖有一個(gè)運(yùn)算放大器 (op amp)，旨在“隔離”C2、R1 和 C3 低通濾波器，并為 ADC 的電壓參考引腳提供足夠的驅(qū)動(dòng)力。25℃ 時(shí)，CMOS 運(yùn)算放大器 (OPA350) 的輸入偏置電流為 10 pA。這一電流與 R1(10 kΩ)共同產(chǎn)生一個(gè) 100 nV 的恒定 DC 壓降。這種水平的壓降不會(huì)改變 23 位 ADC 的最終位判定。運(yùn)算放大器的輸入偏置電流隨溫度變化而改變，這是實(shí)際情況，但在 125℃ 溫度下您可以預(yù)計(jì)一個(gè)不超過(guò) 10 nA 的最大電流值，其在 100℃ 溫度范圍產(chǎn)生 100 μV 的變化。

我們需要將 R1 的這種壓降考慮進(jìn)來(lái)。該壓降會(huì)增加電壓參考器件的誤差。假設(shè)電壓參考電路的初始誤差為 ±0.05%，且誤差溫度為 3 ppm/℃。參考電壓為 4.096 伏時(shí)，室溫下初始電壓參考誤差等于 2.05 mV，125℃ 時(shí)增加 1.23 mV。圖 1 所示電路中，隨著運(yùn)算放大器偏移和輸入偏置電流誤差的變化，參考電壓器件占主導(dǎo)地位。連接至圖 1 所示電路的 ADC，承受的誤差是參考電壓、R1 和 OPA350(增益誤差)所產(chǎn)生誤差的和。

運(yùn)算放大器驅(qū)動(dòng)一個(gè)10 μF 電容器 (C4) 和 ADC 的電壓參考輸入引腳。位于 C4 上的電荷提供 ADC 轉(zhuǎn)換期間所需的電荷。在 AD C的數(shù)據(jù)采集和轉(zhuǎn)換期間，C4 容量的大小為 ADC 的參考引腳提供一種恒定的電壓參考，其通常具有約 2 到 50 pF 的輸入電容。

圖 1 所示電路中，需要注意的最后一點(diǎn)。C4 和運(yùn)算放大器開環(huán)輸出電阻 (RO) 改變放大器的開環(huán)增益 (AOL) 曲線時(shí)，您可以對(duì)放大器的穩(wěn)定性做折中處理。參考文獻(xiàn) 2 中的討論說(shuō)明了找出這一問(wèn)題的過(guò)程?；旧隙裕哂休^好穩(wěn)定性的電路是改進(jìn)運(yùn)算放大器 AOL 曲線和閉環(huán)電壓增益曲線的閉合速率為 20dB 的電路。

圖2：圖1 所示OPA350 緩沖頻率響應(yīng)。

該穩(wěn)定電路中，極點(diǎn)和零點(diǎn)的頻率位置計(jì)算如下，其中 OPA350 的開環(huán)輸出電阻為 50Ω (RO)，而 C4 (RESR) 的 ESR 為 2 mΩ。

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