一種低壓低功耗襯底驅(qū)動軌至軌運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)

　運(yùn)算放大器是模擬集成電路中用途最廣、最基本的部件，可以用來實(shí)現(xiàn)放大、濾波等功能，在電子系統(tǒng)中有著廣泛的應(yīng)用。隨著便攜式電子產(chǎn)品和超深亞微米集成電路技術(shù)的不斷發(fā)展，低電源電壓低功耗設(shè)計(jì)已成為現(xiàn)代CMOS運(yùn)算放大器的發(fā)展趨勢。降低功耗最直接有效的方法是降低電源電壓[1]。然而電源電壓的降低，使得運(yùn)算放大器的共模輸入范圍及輸出動態(tài)范圍隨之也降低。同時，電路電源電壓的降低將受到MOSFET閾值電壓的限制。針對這一問題，襯底驅(qū)動軌至軌技術(shù)應(yīng)運(yùn)而生，不但有效地降低了MOSFET的閾值電壓，從而直接降低了電路的電源電壓，并且使共模輸入范圍能夠達(dá)到全擺幅。但是襯底驅(qū)動MOSFET的輸入跨導(dǎo)小，輸入電容較大，從而限制了電路的最高工作頻率[2]。因此，襯底驅(qū)動輸入級的引入，將不可避免地降低運(yùn)放的第一級增益。為此，本文采用改進(jìn)型前饋式AB類輸出級以增加有效輸入級跨導(dǎo)[3]，從而避免了襯底驅(qū)動技術(shù)的缺點(diǎn)，使電路具有低壓低功耗高增益的特點(diǎn)。
　本文設(shè)計(jì)的電路，采用襯底驅(qū)動技術(shù)，將電源電壓降至0.8 V，同時電路結(jié)合了恒定跨導(dǎo)控制電路和改進(jìn)型前饋式AB類輸出級，能有效提高動態(tài)范圍和響應(yīng)速度，使電路輸入級和輸出級均達(dá)到軌至軌，非常適合低壓低功耗模擬集成電路應(yīng)用。
1 電路實(shí)現(xiàn)
　襯底軌至軌運(yùn)算放大器的實(shí)現(xiàn)如圖1所示。

1.1 放大器的輸入級
　為使運(yùn)放的共模輸入在整個電源范圍內(nèi)變化時電路都能正常工作，采用NMOS和PMOS并聯(lián)的互補(bǔ)差分對結(jié)構(gòu)來實(shí)現(xiàn)輸入級的軌至軌。如圖1所示，輸入級M1～M4均采用襯底驅(qū)動MOSFET。對于柵驅(qū)動晶體管來說，輸入級所需要的最小電源電壓為Vsup min=Vgsp+Vgsn+2Vdsat=2Vth+4Vdsat，而襯底驅(qū)動差分對所需最小電源電壓為Vsup min=Vsbp+Vbsn+2Vdsat≈Vth+2Vdsat，因此襯底驅(qū)動輸入級所需的最小電源電壓要低于傳統(tǒng)差分結(jié)構(gòu)。同時由于襯底驅(qū)動MOS管通常工作在耗盡區(qū)，其耗盡特性有利于實(shí)現(xiàn)低電源電壓下的軌至軌共模輸入范圍[4]。其中，Vgsp、Vgnp分別為PMOS和NMOS管的柵源電壓，Vdsat為MOS管的漏源飽和電壓，Vsbp、Vbsn分別為PMOS管和NMOS管的源襯電壓和襯源電壓，Vth為MOS管的開啟電壓。
　典型的軌至軌運(yùn)算放大器的總跨導(dǎo)在整個共模輸入變化范圍內(nèi)變化近一倍?？鐚?dǎo)的變化帶來增益及單位增益帶寬的變化，也給運(yùn)算放大器的頻率補(bǔ)償帶來很大困難。為此，本文采用冗余差分對(M1a～M4a)及反折式共源共柵求和電路來控制輸入級跨導(dǎo)以保持恒定。冗余管及求和電路均采用襯底驅(qū)動MOSFET，以滿足低工作電壓要求。增加冗余管后的輸入級有一個顯著的優(yōu)點(diǎn)，即為求和電路提供了恒定的輸出電流，從而有效地消除了輸入級跨導(dǎo)隨輸入電壓變化而對理想頻率補(bǔ)償產(chǎn)生的影響。求和電路采用襯底驅(qū)動反折式共源共柵結(jié)構(gòu)以增加共模輸入范圍，提高電源抑制比(PSRR)，同時增大電路的差動增益，減小失調(diào)，實(shí)現(xiàn)低壓下的軌至軌特性。襯底驅(qū)動MOSFET的主要缺點(diǎn)是輸入跨導(dǎo)小、輸入電容較大，導(dǎo)致MOSFET的特征頻率fT減小，從而限制了電路的最高工作頻率。因此，襯底驅(qū)動輸入級的引入，將不可避免地降低運(yùn)放的第一級增益(-gmbr0)[5]。本文采用改進(jìn)型前饋式AB類輸出級以增加有效輸入級跨導(dǎo)，避免襯底驅(qū)動技術(shù)的缺點(diǎn)。
1.2 放大器的輸出級
　在軌至軌運(yùn)算放大器的設(shè)計(jì)中，為了充分發(fā)揮軌至軌運(yùn)算放大器的特性，必須設(shè)計(jì)良好的輸出級。為了達(dá)到較高的轉(zhuǎn)換效率以及輸出全擺幅，軌至軌運(yùn)算放大器的輸出級通常采用前饋式AB類輸出級[3]。
本設(shè)計(jì)采用折疊共柵共源作為有源負(fù)載，并將其與前饋式AB類輸出級相結(jié)合，在提高電壓增益、增加電壓輸出動態(tài)范圍的同時，保證了在整個共模輸入電壓范圍內(nèi)運(yùn)算放大器的總電壓增益。但是這種傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)的缺點(diǎn)是，AB類控制電路的偏置電流源和共源共柵負(fù)載成并列關(guān)系，從而降低了輸入級的輸出阻抗及增益。此外，電流源還會給運(yùn)算放大器引入較大的噪聲和失調(diào)。因此采取了如下措施：
　(1)如圖1所示，M17、M18為輸出晶體管，M15、M16、M17、M21以及M13、M14、M18、M22分別構(gòu)成兩個線性回路，控制輸出晶體管電流。M7、M8、M9、M10均采用襯底驅(qū)動MOSFET以滿足低電源電壓需要。M21、M22為浮動的AB類控制電路，被嵌入共源共柵求和電路，其偏置由共源共柵結(jié)構(gòu)提供，以減小傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)中偏置電流源引入的噪聲和失調(diào)。
　(2)前饋AB類輸出級可以獲得較高的最大電流與靜態(tài)電流比，提高電源功耗的利用率。若將M17和M18的柵極分別偏置在接近VDD-Vth和VSS+Vth時，電壓的輸出動態(tài)范圍可以達(dá)到VSS+Vdsat～VDD-Vdsat。這樣，M17和M18的靜態(tài)電流很小，會降低輸出級的速度。因此，應(yīng)綜合考慮最大輸出電流、靜態(tài)功耗、頻響性能和電路面積之間的折衷。在此電路中，采用M21和M22作為固定輸出管柵極間電壓的電路，比采用電阻更節(jié)省電路面積，同時，具有降低該柵間電壓對工藝、電源的敏感性等優(yōu)點(diǎn)。
　(3)在共源共柵結(jié)構(gòu)的另一條支路加入具有與AB類控制電路相同結(jié)構(gòu)的浮動電流源M19、M20，它通過共源共柵電流鏡可為AB類控制電路提供穩(wěn)定的偏置，以減小共模輸入電壓變化對AB類輸出級的影響。
本文設(shè)計(jì)的運(yùn)算放大器MOS管尺寸如表1所示。

2 仿真結(jié)果
　基于PTM 0.18 μm CMOS工藝的BSIM3模型，采用Hspice對襯底驅(qū)動軌至軌運(yùn)放的特性進(jìn)行仿真。冗余差分輸入信號取0.4 V。圖2為輸入共模電壓范圍曲線，轉(zhuǎn)移曲線斜率約為1的線性部分即為輸入共模電壓范圍。從圖2可測出共模輸入電壓范圍為-0.36 V～0.39 V，達(dá)到了軌至軌輸入。