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理解功率MOSFET的開關(guān)損耗

作者: 時間:2009-10-22 來源:網(wǎng)絡 收藏

但是,在硬開關(guān)的過程中,Coss又不能太大,因為Coss儲存的能量將在開通的過程中,放電釋放能量,將產(chǎn)生更多的功耗降低系統(tǒng)的整體效率,同時在開通過程中,產(chǎn)生大的電流尖峰。

本文引用地址:http://m.butianyuan.cn/article/188553.htm


開通過程中大的電流尖峰產(chǎn)生大的電流應力,瞬態(tài)過程中有可能損壞,同時還會產(chǎn)生電流干擾,帶來EMI的問題;另外,大的開通電流尖峰也會給峰值電流模式的PWM控制器帶來電流檢測的問題,需要更大的前沿消隱時間,防止電流誤檢測,從而降低了系統(tǒng)能夠工作的最小占空比值。
Coss產(chǎn)生的損耗為:

對于BUCK變換器,工作在連續(xù)模式時,開通時的電壓為輸入電源電壓。當工作在斷續(xù)模式時,由于輸出電感以輸出電壓為中心振蕩,Coss電壓值為開通瞬態(tài)時MOSFET的兩端電壓值,如圖2所示。


2 Coss對開關(guān)過程的影響
圖1中VDS的電壓波形是基于理想狀態(tài)下,用工程簡化方式來分析的。由于Coss存在,實際的開關(guān)過程中的電壓和電流波形與圖1波形會有一些差異,如圖3所示。下面以關(guān)斷過程為例說明?;诶硐霠顟B(tài)下,以工程簡化方式,認為VDS在t7時間段內(nèi)線性地從最小值上升到輸入電壓,電流在t8時間段內(nèi)線性地從最大值下降到0。

圖3 MOSFET開關(guān)過程中實際波形


實際過程中,由于Coss影響,大部分電流從MOSFET中流過,流過Coss的非常小,甚至可以忽略不計,因此Coss的充電速度非常慢,電流VDS上升的速率也非常慢。也可以這樣理解:正是因為Coss的存在,在關(guān)斷的過程中,由于電容電壓不能突變,因此VDS的電壓一直維持在較低的電壓,可以認為是ZVS,即0電壓關(guān)斷,功率損耗很小。


同樣的,在開通的過程中,由于Coss的存在,電容電壓不能突變,因此VDS的電壓一直維持在較高的電壓,實際的功率損耗很大。


在理想狀態(tài)的工程簡化方式下,開通損耗和關(guān)斷損耗基本相同,見圖1中的陰影部分。而實際的狀態(tài)下,關(guān)斷損耗很小而開通損耗很大,見圖3中的陰影部分。


從上面的分析可以看出:在實際的狀態(tài)下,Coss將絕大部分的關(guān)斷損耗轉(zhuǎn)移到開通損耗中,但是總的開關(guān)功率損耗基本相同。圖4波形可以看到,關(guān)斷時,VDS的電壓在米勒平臺起始時,電壓上升速度非常慢,在米勒平臺快結(jié)束時開始快速上升。

圖4 非連續(xù)模式開關(guān)過程中波形


Coss越大或在DS極額外的并聯(lián)更大的電容,關(guān)斷時MOSFET越接近理想的ZVS,關(guān)斷功率損耗越小,那么更多能量通過Coss轉(zhuǎn)移到開通損耗中。為了使MOSFET整個開關(guān)周期都工作于ZVS,必須利用外部的條件和電路特性,實現(xiàn)其在開通過程的ZVS。如同步BUCK電路下側(cè)續(xù)流管,由于其寄生的二極管或并聯(lián)的肖特基二極管先導通,然后續(xù)流的同步MOSFET才導通,因此同步MOSFET是0電壓導通ZVS,而其關(guān)斷是自然的0電壓關(guān)斷ZVS,因此同步MOSFET在整個開關(guān)周期是0電壓的開關(guān)ZVS,非常小,幾乎可以忽略不計,所以同步MOSFET只有RDS(ON)所產(chǎn)生的導通損耗,選取時只需要考慮RDS(ON)而不需要考慮Crss的值。


注意到圖1是基于連續(xù)電流模式下所得到的波形,對于非連續(xù)模式,由于開通前的電流為0,所以,除了Coss放電產(chǎn)生的功耗外,沒有開關(guān)的損耗,即非連續(xù)模式下開通損耗為0。但在實際的檢測中,非連續(xù)模式下仍然可以看到VGS有米勒平臺,這主要是由于Coss的放電電流產(chǎn)生的。Coss放電快,持續(xù)的時間短,這樣電流迅速降低,由于VGS和ID的受轉(zhuǎn)移特性的約束,所以當電流突然降低時,VGS也會降低,VGS波形前沿的米勒平臺處產(chǎn)生一個下降的凹坑,并伴隨著振蕩。


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