一種新的基于時(shí)域方法的EMC測試技術(shù)

本文討論了寬帶時(shí)域測量技術(shù)應(yīng)用于測量電磁干擾(EMI) 時(shí)所具備的優(yōu)勢。寬帶時(shí)域測量技術(shù)用于EMI測量時(shí)，其數(shù)字信號處理能力使它能夠?qū)崟r(shí)仿真?zhèn)鹘y(tǒng)模擬設(shè)備的各種測量模式，如峰值檢測模式、平均值檢測模式、 RMS檢測模式和類峰值檢測模式。同時(shí)，它還能引入諸如相位譜、短時(shí)譜、統(tǒng)計(jì)評估以及基于FFT的時(shí)－頻分析方法等新的分析理念。由于時(shí)域技術(shù)允許對整個(gè)信號譜內(nèi)的幅度和相位信息進(jìn)行并行處理，因此測量時(shí)間至少可以縮短一個(gè)數(shù)量級。本文還討論了該技術(shù)中用到的信號處理算法和利用時(shí)域電磁干擾系統(tǒng)(TDEMI)進(jìn)行實(shí)際測量得到的測量結(jié)果。

隨著新技術(shù)的飛速發(fā)展，新的電子產(chǎn)品層出不窮。如何使電子產(chǎn)品滿足電磁兼容要求，并改善其電磁兼容性能，這已經(jīng)成為產(chǎn)品開發(fā)過程中的一大難題。EMC和EMI測量設(shè)備能夠在較短的測量時(shí)間內(nèi)提取大量精確的信息，采用這種設(shè)備能夠降低產(chǎn)品開發(fā)成本，并提高電路和系統(tǒng)開發(fā)的質(zhì)量。一直以來，人們都是使用超外差射頻接收機(jī)[1][2]來測量射頻噪聲和電磁干擾(EMI)。這種方法的缺點(diǎn)是測量時(shí)間過長，對于30 MHz到1 GHz頻帶內(nèi)的電磁干擾，通常需要測量30分鐘。測量時(shí)間過長就導(dǎo)致測試成本高昂，因此必須尋求一種能夠在不損失測量質(zhì)量的前提下縮短測量時(shí)間的方法。傳統(tǒng)的測量系統(tǒng)并不評估被測EMI信號的相位信息，從而導(dǎo)致重要信息被丟失。而采用了傅立葉變換的EMI測量技術(shù)，其數(shù)字化處理就允許將時(shí)域內(nèi)測量得到的信號分解成各種頻率成分。近幾年，隨著快速傅立葉變換(FFT)程序帶來的經(jīng)濟(jì)效益日益明顯，F(xiàn)FT技術(shù)的應(yīng)用已經(jīng)快速普及起來。

本文討論了幾種新的信號處理方法，采用這幾種方法，時(shí)域測量技術(shù)能夠完成精確高效的EMI測量。此外，本文還介紹了為準(zhǔn)確測量各種EMI信號而采用的信號處理策略。

時(shí)域電磁干擾測量系統(tǒng)

圖1所示為一個(gè)時(shí)域測量裝置的框圖，其中包含一個(gè)時(shí)域電磁干擾(TDEMI)測量系統(tǒng)和一個(gè)用于與TDEMI做比較的傳統(tǒng) EMI接收機(jī)。TDEMI系統(tǒng)中包含：寬帶天線(HL562, RohdeSchwarz)、線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)(ESH 2-Z5, RohdeSchwarz)、開關(guān)單元(RSU, RohdeSchwarz)、放大器(ZFL-1000LN, Mini-Circuits)、低通濾波器(SLP-1000, Mini-Circuits)、模數(shù)轉(zhuǎn)換器(TDS7154, Tektronix, 示波器)和一臺個(gè)人計(jì)算機(jī)(兼容IBM)。文獻(xiàn)[3]中已經(jīng)討論了TDEMI測量系統(tǒng)的硬件，該系統(tǒng)的工作基礎(chǔ)是對采樣后的EMI信號進(jìn)行數(shù)字處理，其優(yōu)點(diǎn)之一就是能夠通過軟件方式改善系統(tǒng)性能。

信號處理理論

ADC以采樣頻率fs 對輸入連續(xù)信號進(jìn)行采樣和量化，相應(yīng)的采樣間隔為1/fs = ?t。根據(jù)香農(nóng)定理，fs至少應(yīng)為信號最高頻率的兩倍。這一由采樣頻率決定的信號頻率上限也叫做奈奎斯特頻率。數(shù)字化之后，數(shù)據(jù)按N個(gè)樣本塊的形式送入估值程序，作為譜估計(jì)器的輸入。TDEMI系統(tǒng)中所采用的譜估計(jì)方法的數(shù)學(xué)基礎(chǔ)就是離散傅立葉變換(DFT)。對每一個(gè)數(shù)據(jù)塊進(jìn)行的DFT變換定義如下：

DFT將離散時(shí)間信號序列x[n]變換為離散頻譜序列X[r]，其中n和r表示離散時(shí)間變量和離散頻率變量，并且n和r均為0到(N－1)之間的整數(shù)：

根據(jù)DFT的基本特性，?f 、N和 ?t之間滿足如下關(guān)系：

在頻譜X中，X[0]反映了信號的直流均值，而絕對值 則對應(yīng)于在頻率標(biāo)記為r處的合成矢量的幅度。要計(jì)算RMS值，必須將 中每個(gè)r > 1的元素均除以正弦信號的振幅因數(shù) 。而對應(yīng)于奈奎斯特頻率的頻率標(biāo)記R見下式：

由于一個(gè)實(shí)值信號經(jīng)DFT變換后的絕對值是r的奇函數(shù)，因此信號的所有譜信息均包含在大于或小于奈奎斯特頻率的半邊X[r] 中。于是，后面的估值步驟只需要X[r]的一半就足夠了。信號能量在兩半頻譜中平均分布，因此必須將 的值乘以2才能準(zhǔn)確地用單邊帶形式表示整個(gè)頻譜。要獲得與連續(xù)傅立葉變換類似的結(jié)果，DFT得到的譜值還必須進(jìn)一步對時(shí)域樣本數(shù)N歸一化處理。下式定義了單邊幅度譜：

在實(shí)際的系統(tǒng)中，式(1)是通過快速傅立葉變換(FFT)實(shí)現(xiàn)的。為了避免當(dāng)信號中包含非信號周期整數(shù)倍的周期成分時(shí)，頻譜泄漏至觀測時(shí)間內(nèi)，應(yīng)該加上一個(gè)窗函數(shù)。

窗函數(shù)在N/2處達(dá)到全局最大值，并向兩邊平滑滾降，在0和N-1處達(dá)到0，這樣就消除了對x[n]加窗時(shí)的邊沿效應(yīng)。另一方面，加窗后的信號向量xW[n]所攜帶的能量比原始信號少，因?yàn)椴糠中盘柋幌魅趿恕榱讼@一影響，我們限制窗函數(shù)序列，使其在觀測時(shí)間?TN內(nèi)的積分等于1。w[n]的換算系數(shù)被稱作相關(guān)增益GC：

GC是一個(gè)換算系數(shù)，所以根據(jù)DFT的線性特性，GC可以與其他換算系數(shù)一起在頻域中進(jìn)行譜變換之后使用。這樣，我們就得到了以下修正后的單邊幅度譜的定義公式：

不同的窗函數(shù)對頻率泄漏的抑制和頻譜分辨率二者的折衷程度不同。常用的窗函數(shù)有漢寧窗、漢明窗和平頂窗函數(shù)。