驅動LED串的DCM升壓轉換器簡化分析-（實際考慮）

　　本文的第1部分專門對驅動LED串的升壓轉換器進行了理論分析。激發(fā)這項研究的是穩(wěn)定汽車應用背光驅動器環(huán)路的需求。由于應用了脈寬調制(PWM)進行調光控制，環(huán)路控制就是一項會影響最終性能的重要設計考慮因素。第2部分介紹應用的方案，并將對比驗證測量的頻率響應與理論推導數(shù)值。

　　LED調光控制系統(tǒng)電路圖

　　高亮度白光LED的模擬調光會產生色偏。PWM數(shù)字調光控制是預防色偏的首選調光方法，因為發(fā)光強度將是平均流明強度。PWM導通周期期間的LED電流幅值與調光比為獨立互不影響。

　　圖1代表的是汽車應用LED調光控制系統(tǒng)，其在關閉模式下靜態(tài)電流消耗低于10 µA。它采用安森美半導體的NCV887300^[1] 1 MHz非同步升壓控制器，此器件以恒定頻率不連續(xù)峰值電流模式工作。負載包含一串共10顆的串聯(lián)Nichia NSSW157-AT^[2]白光高亮度LED。相應的電路板如圖2所示。

　　為了方便分析，下面列出了NCV887300控制器的關鍵參數(shù)：

　　- VIN = 13.2 V時，靜態(tài)電流 (Iq) < 6 µA (-40 °C < TJ < 125 °C) 。
　　- EN/SYNC引腳：能夠連接至外部TTL指令。引腳有雙重功能，還支持振蕩器同步至外部時鐘
　　- ISNS：升壓晶體管電流感測限流閾值電壓為400 mV;內部斜坡補償為130 mV/µs。
　　- VC：內部運算跨導放大器(OTA)補償引腳。在封裝引腳與放大器輸出之間有一顆裸片級的542 W ESD中聯(lián)保護電阻。典型跨導gm為1.2 mS。OTA提供100 µA汲電流/源電流能力。
　　- VFB：LED 電流感測電阻R29根據(jù)約200 mV的內部參考電壓來調節(jié)。

　　圖1所示LED PWM調光控制電路的設計目標及工作原理如下文所示。

　　設計目標

　　在6至18 V輸入電壓工作范圍下，此電路在200 Hz PWM調光頻率時能支持1000:1的PWM調光比，使得計算出的最小脈沖寬度為5 µs。工作頻率為1 MHz的NCV887300能產生最少5個升壓晶體管門脈沖，以維持提供給LED電流的輸出電容電荷。需要不連續(xù)導電模式(DCM)升壓拓撲結構來維持穩(wěn)壓，因為在每個門脈沖過后升壓電感能量全部被釋放。連續(xù)導電模式(CCM)拓撲結構會導致穩(wěn)壓性能較差，且?guī)聿缓弦蟮哪M調光，因為升壓電感的能量增強慣性要求數(shù)個工作周期。

　　輸出漏電流損耗必須減至最低，以幫助維持深度調光工作期間的輸出電容電荷。漏電流導致LED PWM關閉時間期間出現(xiàn)一些輸出電壓放電，反過來產生一些模擬調光，使PWM恢復導通時間時補償網絡出現(xiàn)顯著誤差。
　　- 肖特基整流器遭受跟溫度相關的大漏電流影響。為了將升壓整流器漏電流減至最小，電路中選擇了超快技術的升壓整流器。
　　- 陶瓷電容的漏電流比電解電容低得多，是首選的輸出升壓電容。
　　- 輸出過壓監(jiān)測電路電流消耗必須保持在最低值。利用接地之電阻分壓器網絡的監(jiān)測電路是不適合的。此電路中選擇了齊納激發(fā)的過壓檢測電路，因為齊納拐點(knee)電壓比電池電壓高得多，而漏電流極低。

　　電路工作信息

　　Q₁₈阻斷數(shù)字電流，用于PWM數(shù)字調光控制。當PWM指令為有源低電平時，D₃₄將IC的VFB反饋控制電壓鉗位至低于控制器穩(wěn)壓點的值，并阻斷升壓IC GDRV FET門驅動信號。Q₁₅用作補償網絡狀態(tài)采樣/維持功能，用于深度調光應用。通用在PWM調光期間斷開補償網絡連接，反饋補償電容電荷(C₃₁及C₃₂)被維持，而當PWM指令變?yōu)橛性锤唠娖綍r快速動態(tài)控制就恢復。

　　Q₁₄與R₄₈/R₄₉/R₅₁/R₅₂一起用于1.8 V邏輯PWM調光信號的電平轉換，U₇緩沖PWM信號以驅動雙向開關Q₁₅。