基于FPGA的可配置判決反饋均衡器的設(shè)計(jì)

1. 引言

　　在移動(dòng)通信和高速無線數(shù)據(jù)通信中，多徑效應(yīng)和信道帶寬的有限性以及信道特性的不完善性導(dǎo)致數(shù)據(jù)傳輸時(shí)不可避免的產(chǎn)生碼間干擾，成為影響通信質(zhì)量的主要因素，而信道的均衡技術(shù)可以消除碼間干擾和噪聲，并減少誤碼率。其中判決反饋均衡器（DFE）是一種非常有效且應(yīng)用廣泛得對(duì)付多徑干擾得措施。目前DFE大致有以下幾種實(shí)現(xiàn)方法：1）采用多片通用數(shù)字濾波器集成電路級(jí)聯(lián)方式，但同時(shí)由與多片帶來的體積和功耗的增加，在實(shí)際中運(yùn)用不多。2）采用DSP來實(shí)現(xiàn)，如Motorola SC140就是單片的可編程均衡器，采用軟件來實(shí)現(xiàn)算法，但由于受器件功能限制，在實(shí)時(shí)性要求極高的場(chǎng)合中受到限制。3）采用可編程邏輯器件實(shí)現(xiàn),隨著可編程邏輯器件邏輯門數(shù)量和速度的不斷增加，在單片上實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)集成已經(jīng)成為可能，而且FPGA特別適合實(shí)現(xiàn)可配置的判決反饋均衡器。

　　2．判決反饋均衡器的基本原理

　　判決反饋均衡器（DFE）是一種非線性均衡器。如圖1所示，由前饋部分(由FIR濾波器組成)和反饋部分(由IIR濾波器組成)組成，前饋部分可以抵消在時(shí)間上超前的碼間干擾和在時(shí)間是滯后的碼間干擾(由中心抽頭的位置決定),反饋部分可以抵消在時(shí)間上滯后的碼間干擾。

均衡器的輸出為：

式中M,N分別為前饋濾波器和反饋濾波器的長(zhǎng)度。抽頭系數(shù)更新采用DD_LMS(direct decision least mean square)和CMA(constant modulus algorithm)算法，CMA是一種盲自適應(yīng)算法，即不需要訓(xùn)練序列，可以讓均衡器收斂到較低的MSE水平，但由于CMA的誤差量較大，從而步長(zhǎng)較小，CMA的跟蹤能力有限，因而，在DFE設(shè)計(jì)中，CMA常常作為均衡器的初始化算法，即對(duì)多徑信號(hào)的時(shí)延和幅度進(jìn)行粗略估計(jì)。而DD_LMS算法相對(duì)于CMA有更低的MSE水平，并且DD_LMS具有較低的誤差量，從而步長(zhǎng)更大，跟蹤能力強(qiáng)，因而，在DFE設(shè)計(jì)中，DD_LMS常常作為均衡器穩(wěn)定后的自適應(yīng)算法。

　　3．設(shè)計(jì)思想

　　由于我們?cè)O(shè)計(jì)的DFE是一個(gè)比較復(fù)雜的系統(tǒng)，我們?cè)谠O(shè)計(jì)中根據(jù)功能塊自下而上分層次進(jìn)行，這樣可以節(jié)省設(shè)計(jì)時(shí)間，減少設(shè)計(jì)輸入的錯(cuò)誤，消除重復(fù)的電路元件，并能簡(jiǎn)化校驗(yàn)于進(jìn)行修改，在實(shí)際設(shè)計(jì)中，按照模塊的大小和功能分成三部分：如圖二所示，PART I包括接口和DFE均衡器，PART II包括判決器和誤差控制函數(shù)運(yùn)算模塊，PART III為抽頭系數(shù)調(diào)整部分。

出于靈活性的考慮，系統(tǒng)采用類似于集散控制而非集中控制的方案，也就是系統(tǒng)沒有一個(gè)中心控制器，這樣可以保持三個(gè)部分的相對(duì)獨(dú)立，若要改變?cè)O(shè)計(jì)，比如改變算法，只需要改變誤差控制函數(shù)運(yùn)算模塊即可。各模塊的恰當(dāng)分割大大增加了系統(tǒng)的靈活性。

　　4．各模塊的FPGA實(shí)現(xiàn)

　　4．1 接口模塊

　　本系統(tǒng)并未涉及具體的A/D器件，僅根據(jù)常用的A/D器件的工作信號(hào)設(shè)計(jì)系統(tǒng)接口模塊。

　　在轉(zhuǎn)換完成后，一般A/D器件輸出一個(gè)低電平信號(hào)作為A/D的允許信號(hào)。該信號(hào)在系統(tǒng)中為輸入信號(hào)ad_end，接口模塊系統(tǒng)時(shí)鐘始終監(jiān)控ad_end的電平變化，當(dāng)檢測(cè)到ad_end的低電平時(shí)，接口模塊產(chǎn)生一個(gè)“開始”脈沖作為允許信號(hào)，允許DFE的延遲環(huán)節(jié)接收輸入數(shù)據(jù)，并開始移位。其實(shí)現(xiàn)如圖三所示。


4．2 DFE模塊

　　均衡器分為FFE(Feedforward Equalizer)和FBE(FeedBackward Equalizer)兩部分,結(jié)構(gòu)類似，前饋濾波器為32階的FIR濾波器，反饋濾波器為64階的IIR濾波器，濾波器系數(shù)寬度都為16位，精度為15位，輸入數(shù)據(jù)寬度為12位，精度為10位，判決器輸出數(shù)據(jù)為2位，精度為0位，該模塊主要由輸入移位寄存器和卷積模塊組成。

　?。?）輸入移位寄存器

　　對(duì)于前饋濾波器，由于共有32階，因此輸入寄存器的長(zhǎng)度為32。定義一個(gè)32×12的二維數(shù)組FFF[32][12],復(fù)位信號(hào)有效時(shí)，F(xiàn)FF清零。復(fù)位信號(hào)無效，而輸入使能信號(hào)有效時(shí)，每來一個(gè)時(shí)鐘上升沿，就從輸入端進(jìn)入一個(gè)數(shù)據(jù)，上一時(shí)刻的數(shù)據(jù)分別前移一位，最前面的數(shù)據(jù)被第二個(gè)數(shù)據(jù)覆蓋。

　　對(duì)于反饋濾波器，由于有64階,因此輸入寄存器的長(zhǎng)度為64,定義一個(gè)64×12的二維數(shù)組FFF[64][12],數(shù)據(jù)輸入方式和前饋濾波器相同。

　　(2)卷積部分的實(shí)現(xiàn)

　　對(duì)于前饋濾波器，輸入數(shù)據(jù)寬度是12位，精度為10位，濾波器系數(shù)寬度為16位，精度為15位，輸入數(shù)據(jù)為帶符號(hào)數(shù)，數(shù)據(jù)的高位為符號(hào)位，為實(shí)現(xiàn)相乘運(yùn)算，設(shè)計(jì)12×16位的乘法器，分別從前饋輸入移位寄存器和前饋系數(shù)移位寄存器中取出數(shù)據(jù)和系數(shù)作為12×16的輸入，這樣32個(gè)乘法器就分別得到32個(gè)乘積，乘積的寬度為11+15,精度為10和15的數(shù)據(jù)相乘后得到的數(shù)據(jù)精度為25位，因此結(jié)果的小數(shù)點(diǎn)在第25位和26位之間。為減少系統(tǒng)的硬件開銷，把乘法器的輸出結(jié)果進(jìn)行合理的截取，取精度為15位，低10位丟棄，這樣乘法器的輸出就變?yōu)閺牡?1位到第27位的數(shù)據(jù)，寬度為17位，精度為15位。反饋濾波器實(shí)現(xiàn)與之類似。

　　4.3誤差控制函數(shù)運(yùn)算模塊

　　誤差控制函數(shù)運(yùn)算模塊主要完成判決輸出以及誤差控制函數(shù)的運(yùn)算。不同的抽頭更新算法在于誤差控制函數(shù)的不同。判決器的功能是進(jìn)行誤差判決，判決器判決部分比較簡(jiǎn)單，由于二進(jìn)制數(shù)采用補(bǔ)碼表示，判決和誤差的計(jì)算都可以用組合電路來實(shí)現(xiàn)。

　　4.4抽頭系數(shù)調(diào)整模塊

　　本模塊完成抽頭系數(shù)的自適應(yīng)調(diào)整，模塊主要由系數(shù)移位寄存器和系數(shù)調(diào)整運(yùn)算模塊組成。

　　（1）系數(shù)移位寄存器

　　對(duì)于前饋寄存器，相應(yīng)的輸入移位寄存器有32節(jié)，則系數(shù)移位寄存器也有32節(jié)。設(shè)置一個(gè)初始系數(shù)裝入輸出端，32個(gè)系數(shù)輸入端,32個(gè)系數(shù)輸出端，復(fù)位信號(hào)有效時(shí)，所有寄存器清零，初始系數(shù)串行裝入，裝入7個(gè)初始系數(shù)需要7個(gè)時(shí)鐘周期,在裝入使能有效時(shí)，每來一個(gè)時(shí)鐘上升沿，裝入一個(gè)系數(shù)，先裝入的系數(shù)右移動(dòng)一個(gè)寄存器，如果系數(shù)調(diào)整使能有效，則每來一個(gè)時(shí)鐘上升沿就把來自系數(shù)調(diào)整運(yùn)算模塊調(diào)整后的系數(shù)并行裝入到系數(shù)移位寄存器中。

　　對(duì)于反饋系數(shù)，移位寄存器有64節(jié)，移位原理同前饋濾波器。

　?。?）系數(shù)運(yùn)算調(diào)整

抽頭系數(shù)的調(diào)整可按上式來計(jì)算，其中 為 時(shí)刻前抽頭系數(shù)向量， 為 時(shí)刻反饋抽頭系數(shù)向量， 為輸入數(shù)據(jù)向量， 為判決器輸出向量， 為誤差控制函數(shù)計(jì)算模塊的輸出。

　　對(duì)于前饋抽頭系數(shù)，輸入的前一個(gè)時(shí)刻的系數(shù)來自前饋系數(shù)移位寄存器輸出的系數(shù)，每來一個(gè)時(shí)鐘，系數(shù)調(diào)整一次。 為寬度12位，精度為10位的數(shù)據(jù)， 為寬度為九位,精度為0位的數(shù)據(jù)，兩者輸入到一個(gè)12×9乘法器相乘后，得到寬度為11＋8＋1＝20位，精度為10位的數(shù)據(jù)。由于在誤差控制模塊中計(jì)算 時(shí)，只取了低9位，小數(shù)點(diǎn)右移了15位，現(xiàn)在把小數(shù)點(diǎn)左移15位得到寬度為26,精度為25的數(shù)據(jù)。截取高16位，得到寬度為16、精度為15的系數(shù)調(diào)整量。前一個(gè)時(shí)刻的系數(shù)和這個(gè)調(diào)整量輸入到一個(gè)16位減法器，這里系數(shù)極小，所以不必考慮進(jìn)位，得到一個(gè)寬度為16位、精度為15位的差，即調(diào)整后的系數(shù)，輸出到前饋系數(shù)移位寄存器。

　　對(duì)于反饋抽頭系數(shù)，輸入的前一個(gè)時(shí)刻的系數(shù)來自反饋系數(shù)移位寄存器輸出的系數(shù)。每來一個(gè)時(shí)鐘，系數(shù)調(diào)整一次。 為寬度為2、精度為0的數(shù)據(jù)， 為寬度9位、精度0位的數(shù)據(jù)，兩者輸入到一個(gè)2×9乘法器相乘后，得到寬度為1+8+1=10位、精度為0位的乘積。同樣把小數(shù)點(diǎn)左移15位，得到系數(shù)調(diào)整量。前一個(gè)時(shí)刻的系數(shù)和這個(gè)調(diào)整量輸入到一個(gè)16位減法器，得到一個(gè)調(diào)整后的系數(shù)，寬度16位、精度15位。

　　4.5 FPGA實(shí)現(xiàn)

　　整個(gè)設(shè)計(jì)全部用verilog HDL語言實(shí)現(xiàn)，F(xiàn)PGA芯片采用XC2VP70,采用Synplify Pro 7.7進(jìn)行綜合，ncverilog 5.0進(jìn)行功能仿真，ISE6.3生成布線文件。根據(jù)綜合結(jié)果對(duì)設(shè)計(jì)進(jìn)行了優(yōu)化，最后系統(tǒng)顯示最高頻率可到80M，上板測(cè)試功能正常，系統(tǒng)延遲控制在35us范圍以內(nèi)，可以滿足絕大多數(shù)高速無線數(shù)據(jù)通訊系統(tǒng)對(duì)均衡器的要求。

　　5總結(jié)

　　本文作者創(chuàng)新點(diǎn)：針對(duì)高速無線數(shù)據(jù)通訊的實(shí)時(shí)性要求，提出采用FPGA來實(shí)現(xiàn)可配置均衡器的設(shè)計(jì)，在設(shè)計(jì)過程中采用自頂而下劃分的設(shè)計(jì)方式，即方便了設(shè)計(jì)的需要，同時(shí)又滿足了性能的要求，在實(shí)際項(xiàng)目中收到很好的效果。