Wi-Fi收發(fā)器的電源和接地設(shè)計(jì)
射頻(RF)電路的電路板布局應(yīng)在理解電路板結(jié)構(gòu)、電源布線和接地基本原則的基礎(chǔ)上進(jìn)行。本文探討了相關(guān)的基本原則,并提供了一些實(shí)用的、經(jīng)過驗(yàn)證的電源布線、電源旁路和接地技術(shù),可有效提高RF設(shè)計(jì)的性能指標(biāo)。考慮到實(shí)際設(shè)計(jì)中PLL雜散信號(hào)對(duì)于電源耦合、接地和濾波器元件的位置非常敏感,本文著重討論了有關(guān)PLL雜散信號(hào)抑制的方法。為便于說明問題,本文以MAX2827 802.11a/g收發(fā)器的PCB布局作為參考設(shè)計(jì)。
一:電源布線和電源旁路的基本原則
設(shè)計(jì)RF電路時(shí),電源電路的設(shè)計(jì)和電路板布局常常被留到高頻信號(hào)通路的設(shè)計(jì)完成之后。對(duì)于沒有經(jīng)過深思熟慮的設(shè)計(jì),電路周圍的電源電壓很容易產(chǎn)生錯(cuò)誤的輸出和噪聲,從而對(duì)RF電路的系統(tǒng)性能產(chǎn)生負(fù)面影響。合理分配PCB的板層、采用星形拓?fù)涞腣CC引線,并在VCC引腳加上適當(dāng)?shù)娜ヱ铍娙?,將有助于改善系統(tǒng)的性能,獲得最佳指標(biāo)。
合理的PCB層分配便于簡(jiǎn)化后續(xù)的布線處理,對(duì)于一個(gè)四層PCB (WLAN中常用的電路板),在大多數(shù)應(yīng)用中用電路板的頂層放置元器件和RF引線,第二層作為系統(tǒng)地,電源部分放置在第三層,任何信號(hào)線都可以分布在第四層。第二層采用不受干擾的地平面布局對(duì)于建立阻抗受控的RF信號(hào)通路非常必要,還便于獲得盡可能短的地環(huán)路,為第一層和第三層提供高度的電氣隔離,使得兩層之間的耦合最小。當(dāng)然,也可以采用其它板層定義的方式(特別是在電路板具有不同的層數(shù)時(shí)),但上述結(jié)構(gòu)是經(jīng)過驗(yàn)證的一個(gè)成功范例。
大面積的電源層能夠使VCC布線變得輕松,但是,這種結(jié)構(gòu)常常是導(dǎo)致系統(tǒng)性能惡化的導(dǎo)火索,在一個(gè)較大平面上把所有電源引線接在一起將無(wú)法避免引腳之間的噪聲傳輸。反之,如果使用星形拓?fù)鋭t會(huì)減輕不同電源引腳之間的耦合。圖1給出了星形連接的VCC布線方案,該圖取自MAX2826 IEEE 802.11a/g收發(fā)器的評(píng)估板。圖中建立了一個(gè)主VCC節(jié)點(diǎn),從該點(diǎn)引出不同分支的電源線,為RF IC的電源引腳供電。每個(gè)電源引腳使用獨(dú)立的引線,為引腳之間提供了空間上的隔離,有利于減小它們之間的耦合。另外,每條引線還具有一定的寄生電感,這恰好是我們所希望的,它有助于濾除電源線上的高頻噪聲。
圖1. 星形拓?fù)銿CC布線 本文引用地址:http://m.butianyuan.cn/article/201706/357963.htm |
使用星形拓?fù)銿CC引線時(shí),還有必要采取適當(dāng)?shù)碾娫慈ヱ?,而去耦電容存在一定的寄生電感。事?shí)上,電容等效為一個(gè)串聯(lián)的RLC電路,如圖2所示,電容在低頻段起主導(dǎo)作用,但在自激振蕩頻率(SRF) 之后,電容的阻抗將呈現(xiàn)出電感性。由此可見,電容器只是在頻率接近或低于其SRF時(shí)才具有去耦作用,在這些頻點(diǎn)電容表現(xiàn)為低阻。圖3給出了不同容值下的典型S11參數(shù),從這些曲線可以清楚地看出它們的SRF,還可以看出電容越大,在較低頻率處所提供的去耦性能越好(所呈現(xiàn)的阻抗越低)。
圖2. 電容器的等效電路 |
圖3. 不同頻率下的電容器阻抗變化 |
良好的電源去耦技術(shù)與嚴(yán)謹(jǐn)?shù)腜CB布局、VCC引線(星形拓?fù)?相結(jié)合,能夠?yàn)槿魏蜶F系統(tǒng)設(shè)計(jì)奠定穩(wěn)固的基礎(chǔ)。盡管實(shí)際設(shè)計(jì)中還會(huì)存在降低系統(tǒng)性能指標(biāo)的其它因素,但是,擁有一個(gè)“無(wú)噪聲”的電源是優(yōu)化系統(tǒng)性能的基本要素。
二:RF接地和過孔設(shè)計(jì)的基本原則
地層的布局和引線同樣是WLAN電路板設(shè)計(jì)的關(guān)鍵,它們會(huì)直接影響到電路板的寄生參數(shù),存在降低系統(tǒng)性能的隱患。RF電路設(shè)計(jì)中沒有唯一的接地方案,設(shè)計(jì)中可以通過幾個(gè)途徑達(dá)到滿意的性能指標(biāo)??梢詫⒌仄矫婊蛞€分為模擬信號(hào)地和數(shù)字信號(hào)地,還可以隔離大電流或功耗較大的電路。根據(jù)以往WLAN評(píng)估板的設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn),在四層板中使用單獨(dú)的接地層可以獲得較好的結(jié)果。憑借這些經(jīng)驗(yàn),用地層將RF部分與其它電路隔離開,可以避免信號(hào)間的交叉干擾。如上所述,電路板的第二層通常作為地平面,第一層用于放置元件和RF引線。
接地層確定后,將所有的信號(hào)地以最短的路徑連接到地層,通常用過孔將頂層的地線連接到地層,需要注意的是,過孔呈現(xiàn)為感性。過孔的物理模型如圖4所示。圖5所示為過孔精確的電氣特性模型,其中Lvia為過孔電感,Cvia為過孔PCB焊盤的寄生電容。如果采用這里所討論的地線布局技術(shù),可以忽略寄生電容。一個(gè)1.6mm深、孔徑為0.2mm的過孔具有大約0.75nH的電感,在2.5GHz/5.0GHz WLAN波段的等效電抗大約為12/24。因此,一個(gè)接地過孔并不能夠?yàn)镽F信號(hào)提供真正的接地,對(duì)于高品質(zhì)的電路板設(shè)計(jì),應(yīng)該在RF電路部分提供盡可能多的接地過孔,特別是對(duì)于通用的IC封裝中的裸露接地焊盤。不良的接地還會(huì)在接收前端或功率放大器部分產(chǎn)生輻射,降低增益和噪聲系數(shù)指標(biāo)。還需注意的是,接地焊盤的不良焊接會(huì)引發(fā)同樣的問題。除此之外,功率放大器的功耗也需要多個(gè)連接地層的過孔。
圖4. 過孔的物理模型 |
圖5. 過孔的電氣模型 |
在本文第三部分的討論中將會(huì)看到,PLL的實(shí)現(xiàn)在系統(tǒng)設(shè)計(jì)中總是面臨巨大挑戰(zhàn),要想獲得滿意的雜散特性必須有良好的地線布局。目前,IC設(shè)計(jì)中將所有的PLL和VCO都集成到了芯片內(nèi)部,大多數(shù)PLL都利用數(shù)字電流電荷泵輸出通過一個(gè)環(huán)路濾波器控制VCO。通常,需要用二階或三階的RC環(huán)路濾波器濾除電荷泵的數(shù)字脈沖電流,得到模擬控制電壓??拷姾杀幂敵龅膬蓚€(gè)電容必須直接與電荷泵電路的地連接。這樣,可以隔離地回路的脈沖電流通路,盡量減小LO中相應(yīng)的雜散頻率。第三個(gè)電容(對(duì)于三階濾波器)應(yīng)該直接與VCO的地層連接,以避免控制電壓隨數(shù)字電流浮動(dòng)。如果違背這些原則,將會(huì)導(dǎo)致相當(dāng)大的雜散成分。
圖6所示為PCB布線的一個(gè)范例,在接地焊盤上有許多接地過孔,允許每個(gè)VCC去耦電容有其獨(dú)立的接地過孔。方框內(nèi)的電路是PLL環(huán)路濾波器,第一個(gè)電容直接與GND_CP相連,第二個(gè)電容(與一個(gè)R串聯(lián))旋轉(zhuǎn)180度,返回到相同的GND_CP,第三個(gè)電容則與GND_VCO相連。這種接地方案可以獲得較高的系統(tǒng)性能。
圖6. MAX2827參考設(shè)計(jì)板上PLL濾波器元件布置和接地示例 |
三:通過適當(dāng)?shù)碾娫磁月泛徒拥貋?lái)抑制PLL雜散信號(hào)
滿足802.11a/b/g系統(tǒng)發(fā)送頻譜模板的要求是設(shè)計(jì)過程中的一個(gè)難點(diǎn),必須對(duì)線性指標(biāo)和功耗進(jìn)行平衡,并留出一定裕量,確保在維持足夠的發(fā)射功率的前提下符合IEEE和FCC規(guī)范。IEEE 802.11g系統(tǒng)在天線端所要求的典型輸出功率為+15dBm,頻率偏差20MHz時(shí)為-28dBr。頻帶內(nèi)相鄰信道的功率抑制比(ACPR)是器件線性特性的函數(shù),這在一定前提下、對(duì)于特定的應(yīng)用是正確的。在發(fā)送通道優(yōu)化ACPR特性的大量工作是憑借經(jīng)驗(yàn)對(duì)Tx IC和PA的偏置進(jìn)行調(diào)節(jié),并對(duì)PA的輸入級(jí)、輸出級(jí)和中間級(jí)的匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行調(diào)諧實(shí)現(xiàn)的。
然而,并非所有引發(fā)ACPR的問題都?xì)w咎于器件的線性特性,一個(gè)很好的例證是:在經(jīng)過一系列的調(diào)節(jié)、對(duì)功率放大器和PA驅(qū)動(dòng)器(對(duì)ACPR起主要作用的兩個(gè)因素)進(jìn)行優(yōu)化后,WLAN發(fā)送器的鄰道特性還是無(wú)法達(dá)到預(yù)期的指標(biāo)。這時(shí),需要注意來(lái)自發(fā)送器鎖相環(huán)本振(LO)的雜散信號(hào)同樣會(huì)使ACPR性能變差。LO的雜散信號(hào)會(huì)與被調(diào)制的基帶信號(hào)混頻,混頻后的成分將沿著預(yù)期的信號(hào)通道進(jìn)行放大。這一混頻效應(yīng)只有在PLL雜散成分高于一定門限時(shí)才會(huì)產(chǎn)生問題,低于一定門限時(shí),ACPR將主要受PA非線性的制約。當(dāng)Tx輸出功率和頻譜模板特性是“線性受限”時(shí),我們需要對(duì)線性指標(biāo)和輸出功率進(jìn)行平衡;如果LO雜散特性成為制約ACPR性能的主要因素時(shí),我們所面臨的將是“雜散受限”,需要在指定的POUT下將PA偏置在更高的工作點(diǎn),減弱它對(duì)ACPR的影響,這將消耗更大的電流,限制設(shè)計(jì)的靈活性。
圖7. 802.11a/b/g頻譜模板和雜散造成的性能下降 |
圖8給出了一種假設(shè)情況,假設(shè)設(shè)計(jì)中采用了一個(gè)具有20MHz相對(duì)頻率的N分頻合成器,如果環(huán)路濾波器是二階的,截止頻率為200kHz,滾降速率通常為40dB/十倍頻程,在20MHz頻點(diǎn)可以獲得80dB的衰減。如果參考雜散成分為-40dBc (假設(shè)可以導(dǎo)致有害的調(diào)制分量的電平), 產(chǎn)生雜散的機(jī)制可能超出環(huán)路濾波器的作用范圍(如果它是在濾波器之前產(chǎn)生的,其幅度可能非常大)。壓縮環(huán)路濾波器的帶寬將不會(huì)改善雜散特性,反而提高了PLL鎖相時(shí)間,對(duì)系統(tǒng)產(chǎn)生明顯的負(fù)面影響。
圖8. 簡(jiǎn)化的PLL濾波器漸近線,相應(yīng)的轉(zhuǎn)角頻率和雜散位置 |
圖9提供了一個(gè)由于不合理的VCO電源去耦方案所產(chǎn)生的結(jié)果,電源紋波表明正是電荷泵的開關(guān)效應(yīng)導(dǎo)致電源線上的強(qiáng)干擾。值得慶幸的是,這種強(qiáng)干擾可以通過增加旁路電容得到有效抑制。圖10顯示的是在電路改變后,在同一點(diǎn)的測(cè)量結(jié)果。
圖9. 不合理的VCC_VCO退耦測(cè)試結(jié)果 |
圖10. 在VCO電源端增加旁路電容后減小了噪聲。 |
評(píng)論