高轉(zhuǎn)換速率CMOS模擬緩沖器電路攻略

　　在這篇文章里，介紹了一種能達到AB類特性軌到軌CMOS模擬緩沖器的電路技巧，產(chǎn)生了具有低功耗和高的驅(qū)動能力的方法。模擬電壓緩沖器是混合信號設(shè)計中非常重要的基本組成部件。它們主要用作信號監(jiān)聽和驅(qū)動負載。在第一種情況下，緩沖器通常連接到測試電路和要求低輸入電容的電路的內(nèi)部節(jié)點，因為這個節(jié)點上寄生電容的任何增加可能都是至關(guān)重要的。然而，當緩沖器用來驅(qū)動負載時，為了在整個電源電壓范圍內(nèi)盡快地驅(qū)動負載，我們希望大范圍輸出信號擺幅內(nèi)具有高的轉(zhuǎn)換速率。

　　目前集成電路的電源電壓已經(jīng)降低了，主要集中在功耗和可靠性問題。這種趨勢已經(jīng)迫使大部分模擬基本組成部件重新設(shè)計，試圖保證它們的整體性能。在這些設(shè)計約束下。軌到軌操作在低壓設(shè)計中成為強制性的，目的是為了增大信噪比。在這篇文章里，我介紹了一種能達到AB類特性軌到軌CMOS模擬緩沖器的電路技巧，產(chǎn)生了具有低功耗和高的驅(qū)動能力的方法。以前的互補：圖1a給出了P溝道AB類差分對，當大的差分信號加到輸入端時，它能夠傳送非常大的電流。在差分對節(jié)點A處的阻抗非常低，而且它的電壓即使在的輸入信號下，也近似接近常數(shù)。因此，差分電壓V1-V2在M2上產(chǎn)生大的電流變化，在M3上也同樣如此。

　　AB類電壓緩沖器可以通過連結(jié)兩個互補差分單元而得到，如圖1c所示。毫無疑問，圖1c中的電路有兩種局限性。第一，M3P和M3N的柵源電壓可以分別迫使驅(qū)動晶體管M1P和MlN在三極管區(qū)工作，減小了可用的電壓工作范圍。這種缺陷可以通過引進電壓電平移位器來驅(qū)動M3P和M3N來克服，這將在后面解釋。第二，當輸出節(jié)點接近正向或者負向電源軌時，這種結(jié)構(gòu)的輸出電壓擺幅受到限制。主要是因為P溝道和N溝道差分對分別工作在VDD和VSS 受到限制的緣故。

　　圖1 AB類差分輸入單元；對差分信號的直流傳輸特；基于兩對互補AB類差分輸入單元的低功耗緩沖器

　　a AB類差分輸入單元 b DC傳輸特性 c低功耗緩沖器

　　所提出的模擬緩沖器：圖2給出了晶體管級實現(xiàn)所提出的軌到軌MOS模擬緩沖器。這種電路是單增益級。它的輸人支路是由兩個互補的AB類差分對組成。與圖1c中電路的重要區(qū)別是，在這種情況下，輸出節(jié)點不是由輸入驅(qū)動直接驅(qū)動，而是由電流鏡M4P-M5P和M4N-M5N分別驅(qū)動。因此，M2P和M2N的共柵現(xiàn)在是不倒相輸入端。

　　圖2所提出的軌到軌AB類緩沖器

　　在中部電源電壓區(qū)，PMOS和NMOS輸入對是有效的，而且它們的偏置電流通過電流鏡M4P--M5P和M4N--M5N鏡像到該電路的輸出端。這種結(jié)構(gòu)允許NMOS輸入對驅(qū)動在電源電壓區(qū)的輸出節(jié)點接近VDD．而PMOS控制輸出端的電壓范圍接近VSS．不幸的是，在接近VDD時，P溝道輸入對截止，而且沒有電流被鏡像到輸出端的底部，關(guān)閉了緩沖器。類似的情況是VSS時．N溝道差分對不是有效的。為了這個原因，晶體管M1PR-M5PR 和MlNR-M5NR已包括在圖2中，維持在整個電壓范圍內(nèi)是有效的。

　　因此，這種緩沖器的工作過程可以這樣詳細描述如下：當輸入信號Vin，在中部電源電壓區(qū)，兩個輸入對MIP～M2P和MlN—M2N是有效的，M4P-M5P和M4N--M5N鏡像一個等于IB的電流到輸出支路。而且，電流IB的復制品通過晶體管MIPR（M1NR）和M2PR— M3PR（MlNR—M2NR）拷貝，給輸出支路底部的附加電路的電流源提供電流。因此，晶體管M4P和M5P（M4N和M5N）關(guān)斷，而且對輸出電流沒有任何貢獻。輸入信號接近VDD時，PMOS輸入對關(guān)斷，而且反相輸入支路的復制品等等都關(guān)斷。MIPR--M3PR不對輸出支路的附加電路發(fā)送任何電流。這樣的話，M4PR和M5PR導通，從輸出支路吸收等于IB的電流，維持緩沖器是導通的。當輸入信號Vin接近VSS時，類似的情況也會發(fā)生。

　　應當指出的是，電壓電平移位器已經(jīng)包含在輸入級，目的是為了在線性區(qū)和超出輸入信號范圍到兩端電壓時，來驅(qū)動M3P和M3N，避免了M1P和M1N分別工作。因此，軌到軌操作在電路輸出端一樣，同樣能在輸入端達到。

　　所提出緩沖器的動態(tài)操作可以通過在電路輸入支路AB類差分對的高的驅(qū)動能力來提高。一旦遇到大的正向輸入信號，晶體管M2P截止，而M2N 則吸收大量電流，通過M4N和M5N鏡像到輸出部分。相反，當大的輸入信號以負的方向施加時，晶體管M2N截止，M2P傳送大電流，通過M4P和MSP拷貝到輸出部分。

　　所提出緩沖器的輸入電容可以通過等比例減小晶體管M2P和M2N的尺寸。毫不疑問，必須指出的是，這些晶體管寬長比的減小會導致它們有效驅(qū)動能力的降低。除此之外，在這種電路里只有一個高阻抗的節(jié)點，它的帶寬可能非常大。然而，在輸出節(jié)點具有高輸出阻抗的單增益級結(jié)構(gòu)非常適合用來驅(qū)動大的電容負載，假定低電阻負載能減小緩沖器的整體增益。，因此，它是精確的。

　　圖3 在圖2中模擬緩沖器的直流傳輸特性

　　仿真結(jié)果：圖2中的模擬電壓緩沖器已經(jīng)在0．35uCMOS工藝設(shè)計實現(xiàn)。工作電源電壓是1．5V，偏置電流是10uA，負載電容是lOpF。

　　圖3給出了具有失調(diào)電壓的所提出的模擬緩沖器的DC傳輸特性。正如期待的那樣，rail to rail特性達到了。圖4給出了圖2電路的大信號瞬態(tài)響應。特別指出的是，輸出電壓揭示了高的轉(zhuǎn)換速率是由于在輸入級的AB類操作。但是，最大電流與通過輸出晶體管的靜態(tài)偏置電流的大的比率證實了所提出的方法導致了低功耗和高的驅(qū)動能力。

　　對于DC輸人電壓等于零仿真，開環(huán)增益和單位增益頻率大約為54dB和6．1MHz。增益值相對低是由于電路是單增益級。增益一帶寬值的是以增加輸入差分對的偏置電流為代價的。因此，增大了功耗。對于2．4VPP 100kHz輸入正弦信號，可以得到-44.6dB的ATHD．當輸入電阻沒有按比例減小時，所提出緩沖器的仿真電容要降低32fF。

　　圖4在圖2中模擬緩沖器對于為2．4VPP頻率為1MHZ方波輸入信號10pF負載電容的大信號瞬態(tài)響應

　　a輸入和輸出電壓 b通過輸出晶體管的電流

　　提出了減小輸入電容的軌到軌電壓緩沖器。軌到軌操作不僅在電路的輸出端，同樣在電路的輸入端實現(xiàn)。所介紹電路的AB特性導致了低功耗和高的轉(zhuǎn)換速率，使它很適合驅(qū)動大的電容負載。仿真結(jié)果已經(jīng)提供了該電路的操作。

　　本文創(chuàng)新點：提出了減小輸人電容的軌到軌電壓緩沖器。軌到軌操作不僅在電路的輸出端．同樣在電路的輸入端實現(xiàn)。所介紹電路的AB特性導致了低功耗和高的轉(zhuǎn)換速率，使它很適合驅(qū)動大的電容負載。仿真結(jié)果已經(jīng)提供了該電路的操作。