基于SAR-ADC的高精度電流檢測電路

作者 鄒志革 唐嘉杰 段華麗(華中科技大學 光學與電子信息學院，湖北 武漢 430074)

　　摘要：本文設計了電流檢測電路，用于檢測芯片的工作電流，比如物聯(lián)網(wǎng)芯片、消費電子這些電路待機時電流可以低到幾十微安，我們將檢測精度設置為10 μA。

　　關鍵詞：電流檢測電路;逐次逼近型;模數(shù)轉換器;精度;

　　*獲得第二屆(2018)全國大學生創(chuàng)新創(chuàng)業(yè)大賽“紫光展銳杯”特等獎。

　　我們采用8位的電荷重分配SAR-ADC進行電流檢測。在設計過程中主要從三個指標切入：面積、精度、功耗。其中面積是最重要的因素，為減小面積，我們盡量減小電路規(guī)模，采用合理的版圖布局，面積為0.0388 mm²;電流檢測范圍為1 mA~100 mA，檢測精度總體達到1%,工作電壓為1 V 時，整體功耗為19.3254 mW;由于主要的檢測對象是低頻甚至直流電流，對于檢測速度的要求不高，我們的電流檢測頻率是22.7 kHz。電流檢測電路主要分為以下模塊：帶隙、分壓模塊、電容陣列、電壓比較器、SAR控制邏輯、開關邏輯、輸出寄存器等，采用預檢測、精確檢測兩過程，實現(xiàn)電流的精確測定。

　　1 電路概述

　　電路總體框架如圖1，主體為8位電荷重分配SAR-ADC結構。檢測過程分為預檢測和精確檢測。預檢測時由帶隙及分壓模塊產生V_ref0以及V_cm，經過等比電容陣列到達比較器，比較器的輸出經過SAR逐次比較型控制邏輯反饋給電容陣列，控制開關的接入。逐位比較之后將每位數(shù)據(jù)存入寄存器，輸出最終量化碼。精確比較則是通過控制邏輯高三位數(shù)字量輸出反饋，經過分壓模塊選取正確的檢測檔位，從而得到合適V_ref及V_cm，再進行精確檢測并輸出結果。

　　1.1 基本模塊概述

　　本節(jié)主要對我們所實現(xiàn)的SAR-ADC基本模塊的功能及其優(yōu)缺點進行了簡單的描述，包括帶隙基準模塊、采樣電路、電容陣列和比較器。

　　1.1.1 帶隙基準模塊

　　傳統(tǒng)帶隙含有運放，使電路結構設計復雜，且含有電阻，存在精度及面積問題，功耗也較大。我們所采用的無電阻無運放的帶隙結構，電路結構簡單，工藝兼容性好，且功耗較低，溫度系數(shù)為85 ppm。

　　1.1.2 采樣電路

　　傳統(tǒng)的采樣為開關電容或是傳輸門控制。我們所采用的是柵壓自舉開關，有效的提高了開關線性度，減小了采樣信號的失真，但這也會使電路復雜度提高。同時，需要關注的是由于尺寸設計問題而導致在線性度及寄生電容之間的折衷。

　　1.1.3電容陣列

　　依次由大小分別2⁷、2⁶、2⁵、2⁴、2³、2²、2¹、2⁰、20倍cmin電容構成。電容中最后一個電容為dmmmy電容，只參與采樣過程，轉換過程中始終接地。轉換過程分為傳統(tǒng)的三階段：采樣階段、保持階段、電荷再分配階段。

　　1.1.4比較器

　　比較器電路由前置運放和latch鎖存器組成。

　　運放采用簡單的差分共源級輸入結構，為了減小噪聲采用P管輸入。我們采用負反饋電阻負載，采用電流抵消技術，可以提高運放的增益，通過調節(jié)負載管的尺寸可以得到很大的增益，且還有一個好處是負載管自偏置不需要額外的偏置電路提供偏置。

　　latch鎖存器由兩個背靠背的反相器正反饋實現(xiàn)兩個信號的比較。

　　1.1.5 輸出陣列

　　輸出陣列由8個寄存器組成，下一次采樣開始時即將上一次檢測結果輸出。作用是將原本的逐位輸出轉化為同步輸出，且能持續(xù)11個時鐘周期，方便讀數(shù)，提高精度，也能提供控制分壓模塊的選擇信號。

　　1.2 特色模塊

　　本節(jié)包括分壓模塊、SAR控制邏輯、開關邏輯三部分，這也是我們電路的主要創(chuàng)新點，突破了以往ADC的思路。

　　1.2.1 分壓模塊

　　以往ADC參考電壓固定，分辨率在整個測量范圍內為定值，而我們通過分壓模塊改變ADC參考電壓Vref來達到不同檢測范圍下的1% 精度，其它電路無須修改，同時減小了電路面積(8位)，無需為實現(xiàn)10 mA的精度而使用更高位數(shù)ADC。

　　預檢測時，采用帶隙產生的電壓即最大電壓直接作為ADC的基準電壓，便可以得到一組輸出。然后用該組輸出的高三位的八種不同情況來作為分壓模塊的反饋控制，來選取準確的檔位和適當?shù)幕鶞孰妷篤ref，進入精確檢測，可得到精確的檢測結果。用預檢測進行反饋控制，這樣做使我們犧牲了一部分的速度來實現(xiàn)更好的精度。

　　表1為分壓選檔的情況。

　　1.2.2 SAR控制邏輯

　　SAR控制邏輯實則為ADC的一個難點，我們通過使用包含異步清零和置一的D觸發(fā)器組成的電路來實現(xiàn)控制邏輯，原理易于理解，電路簡單，易于實現(xiàn)。

　　表2為控制邏輯的有限狀態(tài)轉移圖。

　　當有Reset信號時，所有觸發(fā)器復位輸出0;無Reset信號，且時鐘上升沿到來時，從最高位開始將該位輸出先置位1，比較后的出實際D值，確定該位，從左到右一次進行，當九個時鐘周期后，確定了輸出的數(shù)字量，此時下一個時鐘沿來時，數(shù)字量同時輸出。

　　1.2.3 開關邏輯

　　開關邏輯，采用選擇器構成，開關邏輯主要控制電容的負極板，根據(jù)reset和SAR邏輯輸出的數(shù)字量來控制開關在不同階段接入哪一個信號。

　　具體控制原理如圖3。

　　2 總體仿真

　　2.1 輸出波形仿真

　　仿真電路圖如下，完整的檢測過程如下，首先將待檢測的電流轉換為電壓V_in，采樣后以V_ref0(帶隙產生的電壓)對Vin進行逐次量化，量化過程已在設計報告中詳細描述，得到輸出結果后利用輸出的高三位(即OUT7-OUT5)對分壓模塊進行控制，選擇適當?shù)腣_ref(V_ref0分壓得到)，對V_in進行再一次采樣量化，旨在選取適當?shù)牧砍?，提高精度?/p>

　　其中，電源電壓V_dd=1 V，假設待檢測電流轉化所得的電壓V_in=0.7 V，設此時的V_ref0 =1 V，可知準確的基準V_ref=0.75 V，V_cm定義為V_ref的一半。分兩個階段，預檢測時ADC輸出數(shù)字量前三位101可確定正確檔位為V_ref = 0.75 V，精確檢測時ADC輸出數(shù)字量為239，即11101110。CLK信號用脈沖源產生，其周期為2 ms，占空比50%，即頻率為500 kHz，由于ADC完成一次完整轉換需要22個時鐘周期，因此ADC的工作頻率為22.7 kHz，reset信號代表采樣，其周期為22ms，高電平持續(xù)時間為2 ms。

　　說明：根據(jù)比較器的帶寬可知，實際的檢測速度還可以更快，但由于本作品的檢測對象是頻率較低的電流，因此適當降低了速度，以求更高穩(wěn)定性。

　　我們進行了50 ms時域仿真，所得輸出波形如圖4。

　　圖中預檢測輸出10110001，即177，與理論值179有一定偏差，但能選定0.75檔位，精確檢測時，輸出結果是11101110，即238，理論值是239，據(jù)此測算得到的電壓為238/256×0.75 = 0.697 ，與實際值0.7的誤差為0.4%，因此電流檢測誤差符合要求。

　　2.2 整體功耗仿真

　　總體功耗為19.3254 mW(不包括帶隙、時鐘等外部模塊)，工作電壓為1 V，因此工作電流時19.3254mA。

　　3 版圖

　　SAR-ADC的總體版圖面積為0.0388 mm²。

　　4 總體性能

　　主要技術指標見表5。

　　5 結論與展望

　　5.1 電容陣列

　　考慮基于電容拆分技術的V_cm-based電容開關時序，與我們目前所設計的單端電容開關時序相比，不僅在抑制噪聲方面有顯著提升，該電容DAC也將面積減少了50%。

　　5.2 SAR控制邏輯

　　SAR-ADC在SAR邏輯的控制下實現(xiàn)逐次逼近的過程。為了進一步降低數(shù)字電路的功耗，可以采用基于動態(tài)邏輯的SAR控制技術，可以很大程度上減少數(shù)字電路的復雜程度，同時由于使用的晶體管數(shù)目較少，功耗大大降低而且速度也有較大的提高。

　　5.3 電容失配

　　我們考慮設計采用全定制的三明治結構單位電容，它主要是利用金屬層之間的寄生電容來實現(xiàn)所需的電容值，且通過合理的版圖布局能實現(xiàn)良好的匹配。

　　5.4 精度

　　我們目前的電路存在1 mA時只能達到4%的精度。且完成一次檢測，大部分的情況需要22個時鐘周期。我們考慮完成一位的檢測就進行參考電壓的調整，不僅可以縮短檢測周期，還可以達到每個電流的精度要求。

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　　作者簡介：

　　唐嘉杰(1996—)，男;段華麗(1997—)，女。二人均為本科生，2015級，專業(yè)是集成電路設計與集成系統(tǒng)(卓越班)。

本文來源于科技期刊《電子產品世界》2019年第2期第84頁，歡迎您寫論文時引用，并注明出處